近來，盡管LLC諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)頗為復(fù)雜，但由于具有某些出色的優(yōu)勢(shì)而得到很多關(guān)注。比如，可通過零電壓開關(guān)(ZVS)實(shí)現(xiàn)高效率，在所有負(fù)載條件下工作頻率變化范圍很窄。LLC諧振轉(zhuǎn)換器廣泛用于家電、街燈充電器及其他各種電氣設(shè)備。大家知道，LLC諧振轉(zhuǎn)換器通過改變工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓。一般而言，電壓轉(zhuǎn)換比，也就是ZVS工作區(qū)域中的增益值，理論上隨工作頻率的增加而減小。但實(shí)際上，在輕載條件下，工作頻率提高時(shí)，增益值也可能增大，而不是像理想增益曲線那樣減小。這種增益失真主要是由高頻變壓器上分布的寄生元素亦即諧振電感和雜散電容造成的。為了避免輕載條件下這種有害的輸出電壓增加現(xiàn)象，在設(shè)計(jì)階段必須考慮到這些寄生元素。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器的工作原理
圖1所示為L(zhǎng)LC諧振轉(zhuǎn)換器的基本電路。LLC諧振轉(zhuǎn)換器一般包含一個(gè)帶MOSFET的控制器、一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)和一個(gè)整流網(wǎng)絡(luò)。其中，控制器以50%的占空比交替為兩個(gè)MOSFET提供柵極信號(hào)，并隨負(fù)載變化改變工作頻率，調(diào)節(jié)輸出電壓Vout，這被稱為脈沖頻率調(diào)制 (PFM)。諧振網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)諧振電感和一個(gè)諧振電容組成(L-L-C)。諧振電感Lr、Lm，以及電容Cr，主要相當(dāng)于一個(gè)分壓器，其阻抗隨工作頻率的變化而變化，以獲得需要的輸出電壓，見式1。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，諧振網(wǎng)絡(luò)可由一個(gè)采用如圖2所示的通用繞絲管(bobbin)或分段式繞絲管的高頻變壓器的磁化電感Lm和漏電感Llk構(gòu)成。由整流網(wǎng)絡(luò)對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的正弦波進(jìn)行整流，然后提供給輸出級(jí)。

圖1? LLC諧振轉(zhuǎn)換器的基本電路

? (1)
式中，Vd是輸入電壓，Rac是負(fù)載電阻。

圖2 帶通用繞絲管的高頻電感和變壓器(a)和帶分段式繞絲管的集成變壓器(b)

雖然輸入電壓Vd實(shí)際上是由兩個(gè)MOSFET控制的方波，但根據(jù)基波近似原理，仍可將之視為正弦波。利用這種近似，電壓轉(zhuǎn)換比可表示為式2。
(2)
式中，而Rac與Vd可分別表示為與Vin/2。

在式2中可觀察到兩個(gè)諧振頻率，一個(gè)是由(Lm+Lr)和Cr決定的ωp，另一個(gè)是由Lr和Cr決定的ωr。利用該式，可獲得轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比與頻率變化及負(fù)載的關(guān)系圖，亦即增益特性曲線，如圖3所示。

圖3? LLC諧振轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比與工作頻率和負(fù)載變化的關(guān)系

在圖3中，每條曲線上，用符號(hào)‘+’表示的最高值被稱為“峰值增益”，其位于兩個(gè)諧振頻率ωp和ωr之間。隨著輸出負(fù)載越來越大，峰值增益的值逐漸減小，其位置向更高頻率移動(dòng)。同時(shí)，用符號(hào)‘×’標(biāo)注的ωr處的諧振增益卻是固定的，并不隨輸出負(fù)載的變化而變化。從增益曲線可看出，在ZVS區(qū)域，當(dāng)加載在諧振網(wǎng)絡(luò)上的工作頻率增加時(shí)，增益減小，輸出電壓降低。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器的實(shí)際電壓轉(zhuǎn)換比
圖4所示為一個(gè)具有雜散電容的LLC諧振轉(zhuǎn)換器的實(shí)際電路。雜散電容通常由變壓器繞組結(jié)構(gòu)和次級(jí)端整流器的輸出電容決定。一般來說，在輸出端存在部分負(fù)載時(shí)，這些參數(shù)不影響增益曲線，然而，隨著負(fù)載阻抗Rac的增大，其對(duì)增益失真的影響會(huì)變得越來越顯著，最終導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器的工作異常。

圖4? 帶雜散電容的實(shí)際LLC諧振轉(zhuǎn)換器

考慮到雜散電容，尤其是高頻變壓器初級(jí)端繞組上分布的雜散電容，L-L-C阻抗的分壓公式可表示如下：
?(3)
轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比也可利用基波近似原理計(jì)算得到。
(4)
這里，而Rac和Vd可分別表示為和Vin/2。

式4中可觀察到3個(gè)諧振頻率。其中兩個(gè)諧振頻率與理想電壓轉(zhuǎn)換比情況中的相同；ωp和ωr分別由{(Lm+Lr)&Cr}和{Lr&Cr}決定。第三個(gè)是ωs，其由諧振電感和雜散電容(Lr+Cs)形成。圖5所示為利用該式得到的負(fù)載條件分別為20%、10%及空載時(shí)的電壓轉(zhuǎn)換比。從圖5可看出，當(dāng)工作頻率增加時(shí)，電壓增益減小，但在工作頻率超過因Lr和Cr發(fā)生的諧振頻率之后，增益開始緩慢增加。隨著輸出負(fù)載減小，增益增加速度越來越快。若沒有考慮到這種實(shí)際情況，設(shè)計(jì)出的轉(zhuǎn)換器將無法控制輸出電壓。

圖5? LLC諧振轉(zhuǎn)換器的理想與實(shí)際的電壓轉(zhuǎn)換比與工作頻率和負(fù)載變化的關(guān)系

解決LLC諧振轉(zhuǎn)換器的增益失真問題
導(dǎo)致增益失真的雜散電容主要是高頻變壓器上分布的雜散電容，尤其是初級(jí)端繞組，故除非去掉繞組，否則是不可能避免增益失真的。高頻變壓器中的雜散電容通常隨每個(gè)繞組層之間的距離減小，以及/或繞組層數(shù)的增加而增加。減小雜散電容的簡(jiǎn)單方法是加長(zhǎng)初級(jí)端繞組層之間的距離，增加每層間的隔離帶，并減小繞組層數(shù)。不幸的是，這些方法都不能完全消除寄生電容。因此，需要一種簡(jiǎn)單易行的方法來規(guī)避它而非消除它。

避免增益失真的方法如下。

1間歇模式工作
在由脈寬調(diào)制控制的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器中，當(dāng)空載條件下由于光電耦合器內(nèi)置晶體管的飽和電壓致使控制器在某個(gè)范圍內(nèi)無法調(diào)節(jié)輸出電壓時(shí)，間歇模式功能是大家熟知的輸出電壓調(diào)節(jié)方法之一。這種功能歷來不僅用于提高輕載效率，還能避免輸出電壓不受控的情況發(fā)生。LLC諧振轉(zhuǎn)換器也可以采用突發(fā)脈沖功能。圖6所示為采用了飛兆半導(dǎo)體專為諧振轉(zhuǎn)換器而設(shè)計(jì)的FSFR系列功率開關(guān)的典型LLC諧振轉(zhuǎn)換器及其突發(fā)工作模式的波形。最大和最小工作頻率很容易通過電阻Rmax和Rmin來設(shè)置。當(dāng)工作頻率增加到由Rmax設(shè)置的最大頻率時(shí)，‘CON’引腳上的電壓降低到突發(fā)模式激活閾值，控制器進(jìn)入間歇工作模式。因此，最大頻率應(yīng)設(shè)置在寄生電容和漏電感造成的增益增加的開始頻率前面。這樣，若負(fù)載變輕，工作頻率增加至最大頻率，控制器就能夠在突發(fā)工作模式下調(diào)節(jié)輸出電壓，從而不產(chǎn)生任何增益失真。

圖6 采用FSFR系列功率開關(guān)的典型LLC諧振轉(zhuǎn)換器及其突發(fā)模式工作波形

2 增大M 因子
表1所示為在相同輸入/輸出電壓和電流電氣參數(shù)條件下，采用4和10的m因子設(shè)計(jì)的LLC參數(shù)實(shí)例。從表1可看到，m＝4時(shí)的諧振電感Lr比m＝10的高。如上所述，產(chǎn)生增益失真的諧振頻率ωs由Lr和Cs形成。如果Lr或Cs減小，會(huì)推動(dòng)ωs向更高頻率移動(dòng)。因此，在空載條件下，可以防止LLC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓增加。

3增加虛擬電阻
消除增益失真最好、最簡(jiǎn)單的方法就是增加一個(gè)虛擬電阻(dummy resistor)。如上所述，增益失真在輕載或空載條件下發(fā)生。增加一個(gè)虛擬電阻之后，LLC諧振轉(zhuǎn)換器所需的最大工作頻率將被置于增益失真開始頻率的前面。不過，這種方法不適用于待機(jī)功耗特別重要的應(yīng)用，因?yàn)樘摂M電阻會(huì)產(chǎn)生額外的功耗。該方法通常用于帶有輔助電源和LLC諧振轉(zhuǎn)換器的LCD TV電源。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器因具有最佳設(shè)計(jì)流程等眾多出色的優(yōu)勢(shì)而廣受關(guān)注。然而，由寄生電容和漏電感產(chǎn)生的增益失真卻鮮為人知。許多工程師，在碰到空載條件下輸出電壓增加這種失控情況時(shí)，就變得束手無策。而本文介紹的解決方案能夠防止增益失真，即使在空載條件下也能夠控制輸出電壓。