1　引 言

傳統(tǒng)AC/DC變換器由于輸入整流橋后面直接接儲能大電容，導(dǎo)致變換器輸入諧波大，功率因素低，并且對電網(wǎng)造成污染。為了減小對諧波的污染，要求AC/DC變換器必須進(jìn)行功率因素校正。比較常用的方法是在變換器中加入一級有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)，也就是兩級變換器。但是兩級變換器增加了變換器的成本和復(fù)雜度，特別在小功率場合，尤其不適合。為此，提出了單級PFC的概念，也就是將PFC級和DC/DC級集成在一起，共用開關(guān)管。隨后提出了新型的單級PFC族受到了廣泛的關(guān)注，單級PFC的各種拓?fù)浜涂刂品椒娂姵霈F(xiàn)。

2　無輸入整流橋的單級PFC變換器

PFC級常用的方法是在電網(wǎng)輸入后加全橋整流，而工頻的整流橋不但體積大而且?guī)頁p耗。文獻(xiàn)［1］將單相PWM整流器集成到PFC級，省掉了輸入整流橋，從而提高效率。圖1為PWM整流器的兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1（a）和（b）的工作原理類似，都相當(dāng)于兩個Boost電路，可以在輸入交流電壓正負(fù)半波的時候切換工作。圖（b）的優(yōu)點是兩個MOSFET共源極，這樣就不用采用隔離驅(qū)動，簡化設(shè)計。而圖（a）中隱藏著一個半橋開關(guān)管橋臂，文獻(xiàn)［2］成功的將圖1（a）中PWM整流器應(yīng)用到電子鎮(zhèn)流器中，設(shè)計出無輸入整流橋的半橋結(jié)構(gòu)單級PFC電子鎮(zhèn)流器，并且做出實驗結(jié)果。

本文在此基礎(chǔ)上，將圖1（a）中的PWM整流器和對稱半橋集成在一起，設(shè)計無輸入整流橋的單級PFC。

3　工作模態(tài)分析

圖2所示的單級PFC電路集成PWM整流器和半橋電路，從而省去了輸入整流橋。當(dāng)交流輸入Vin處于正半波的時候上管作為PFC級和DC/DC級的集成開關(guān)管，當(dāng)交流輸入Vin為負(fù)半波的時候，下管為集成開關(guān)管。兩組boost電路在工頻周期里實現(xiàn)PFC，而電感Lpfc上的電流始終保持?jǐn)嗬m(xù)模式，以讓其峰值電流自動跟隨輸入電壓。由于后級為半橋dc/dc變換器，兩個開關(guān)管的占空比都為D， 則后級工作在連續(xù)模式時輸出電壓

這里Vo為輸出電壓，n=ns/np為次級繞組比初級繞組的比值，如果次級采用平衡繞組，則兩個次級繞組和初級繞組的比值為n1=n2=n。VC為儲能電容上的電壓。

圖3為Q1和Q2的控制信號。

以下分析各開關(guān)模態(tài)的工作狀態(tài)，在此之前先做一些假設(shè)：

1.假設(shè)輸出濾波電感和變壓器勵磁電感足夠大，其上的電流可認(rèn)為是恒流。

2.元器件均為理想器件。

a.輸入電壓為正半波時，Q1占空比為D，Q2占空比也為D：

模態(tài)1，圖（4-a）：此模態(tài)中Q1導(dǎo)通，Lpfc上電流上升儲能，同時C1通過Q1給變換器次級提供能量。

模態(tài)2，圖（4-b）：此模態(tài)中Q1關(guān)斷，電感Lpfc電流經(jīng)D1以及Q2的體二極管給C1，C2充電。變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經(jīng)Q2的體二極管給C2充電。

模態(tài)3，圖（4-c）：此時Q2導(dǎo)通，C2經(jīng)變壓器給次級提供能量。

模態(tài)4，圖（4-d）：此模態(tài)中Q2關(guān)斷，變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經(jīng)Q1的體二極管給C1充電。

b.輸入電壓為負(fù)半波時，Q1，Q2占空比也為D：

在這半個工頻周期內(nèi)，Q2作為PFC級和DC/DC級的共用開關(guān)管。但是其工作原理與正半波的時候完全類似。

4　仿真電路及其波形

本文利用SIMetrix仿真軟件對無輸入整流橋的單級PFC變換器進(jìn)行仿真分析。電路參數(shù)設(shè)置為：輸出功率 =50W，輸入電壓 =200 ，輸出電壓 =12V，電感 =100μH，開關(guān)頻率 =100kHZ，輸出濾波電容 =400uF， =400uF。采用芯片為uc1825，兩路控制信號輸出，圖5是仿真電路。仿真輸出波形與理論分析完全相符。輸出電壓12V以及電容（C1C2兩端）電壓，電感Lpfc上電流波形如圖6所示，從圖中可以看出輸入電流跟隨輸入電壓。仿真結(jié)果表明上文對基于無輸入整流橋的單級PFC變換器的工作分析是正確的，該電路實現(xiàn)了對系統(tǒng)的功率因數(shù)校正功能。

5　穩(wěn)態(tài)分析

為保證高的功率因素單級PFC電路的PFC級工作在DCM，而DC/DC級工作在CCM下，要注意電路功率平衡的問題。

當(dāng)輸出功率減小的時候，則前級boost電路占空比會減小，則DC/DC級的占空比也會減?。ㄒ驗楣灿瞄_關(guān)管），就會導(dǎo)致直流母線上的電壓上升從而縮窄脈寬達(dá)到新的功率平衡。反之當(dāng)輸出功率增加的時候，則前級boost電路占空比會增加，則DC/DC級的占空比也會增加（因為共用開關(guān)管），就會導(dǎo)致直流母線上的電壓下降從而達(dá)到新的功率平衡。所以輕載下，直流母線電壓會達(dá)到滿載時候的幾倍以上，這就限制了單級PFC的實際應(yīng)用。通常采用的方法是對直流母線采取鉗位措施，或者當(dāng)電壓上升到一定的值，讓DC/DC級也進(jìn)入DCM模式。當(dāng)負(fù)載變輕時，占空比必然會減小，因此沒有不平衡功率存在，儲能電容的電壓不會因為負(fù)載變輕而增加。但是這種組合存在導(dǎo)通損耗和功率開關(guān)電流應(yīng)力大，效率低的缺點

假設(shè)開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率?？闪睿?/p>

這里，Vim為輸入電壓的峰值。如果PFC級占空比為D，開關(guān)周期為T，可以得到輸入電流的低頻平均表達(dá)式：

那么輸入功率為：

將式（2）和（3）代入式（4），可以的到

這里

對于DC/DC級，連續(xù)模式和斷續(xù)模式的臨界條件

當(dāng)

的時候?qū)M(jìn)入連續(xù)模式，此時電壓關(guān)系式為

當(dāng)

的時候?qū)M(jìn)入不連續(xù)模式，此時電壓關(guān)系式為：

這里

由前面的推導(dǎo)可知通過適當(dāng)?shù)倪x擇Lf等參數(shù)（根據(jù)

此式來選擇）當(dāng)負(fù)載變輕時使DC/DC級也進(jìn)入DCM模式。當(dāng)負(fù)載變重時使DC/DC級也進(jìn)入CCM模式來降低電容電壓。

6　結(jié) 語

本文介紹了一種新的單級功率因數(shù)校正拓?fù)?，由于整流橋和DC/DC變換共用開關(guān)管，節(jié)省了兩個整流管，減小損耗，提高了效率。給出了仿真電路圖和結(jié)果，另外還討論降低儲能電容電壓的方法。