0 引言

寬帶微波放大器主要運(yùn)用于電子監(jiān)控與對(duì)抗、雷達(dá)、光纖和儀表系統(tǒng)等寬帶通信系統(tǒng)，它們都需要多倍頻程的放大器。設(shè)計(jì)一個(gè)相對(duì)帶寬大于50%的放大器是一項(xiàng)重大挑戰(zhàn)［1］。傳統(tǒng)的寬帶放大器技術(shù)包括電抗/電阻性網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)、并聯(lián)電阻性反饋結(jié)構(gòu)、平衡結(jié)構(gòu)、分布式結(jié)構(gòu)。

單片微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）是一種把有源器件和無源器件制作在同一個(gè)半導(dǎo)體基片上的微波電路。在分布式（或行波）放大器中，通過將一定數(shù)量的晶體管的輸入和輸出電容合并進(jìn)入人工傳輸線結(jié)構(gòu)之中，解決了寬帶匹配晶體管的輸入和輸出阻抗所面臨的問題。這種技術(shù)的真正優(yōu)勢(shì)在于應(yīng)用MMIC技術(shù)，分布式放大器（Distributed Amplifier，DA）具有簡(jiǎn)單的電路拓?fù)?，能夠獲得極寬的工作頻帶，并且其性能對(duì)工藝參數(shù)的變化不敏感［2］。

眾多文獻(xiàn)對(duì)分布式放大器的基本原理和設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了廣泛的研究和討論［3-7］。本文采用分布式電路實(shí)現(xiàn)單片寬帶放大器。本設(shè)計(jì)中的人工傳輸線使用帶狀電感，放大器的節(jié)數(shù)最終選為6節(jié)。為使放大器穩(wěn)定和提高人工傳輸線的截止頻率，柵極采用了電阻-電容并聯(lián)結(jié)構(gòu)。為使低頻段擴(kuò)展至1 MHz，需使用bias tee為漏極提供偏置電壓。在柵極和漏極提供低頻交流終端以改善低頻段的增益平坦度。

1 電路設(shè)計(jì)

場(chǎng)效應(yīng)晶體管（Field Effect Transistor，F(xiàn)ET）分布式放大器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，由4個(gè)晶體管、1條柵極線和1條漏極線構(gòu)成。輸入信號(hào)沿柵極線傳輸，在被一個(gè)終端負(fù)載吸收之前依次激勵(lì)各個(gè)FET。FET跨導(dǎo)放大信號(hào)后，將信號(hào)傳入到漏極線。若柵極線和漏極線的相速度大致相同，則來自每個(gè)FET 的信號(hào)將在輸出端口相加。漏極線上反向端口處的負(fù)載終端將吸收掉任何無用的信號(hào)。

整個(gè)DA電路的設(shè)計(jì)主要包括晶體管的選擇、節(jié)數(shù)的選擇、柵極線和漏極線的設(shè)計(jì)。

1.1 晶體管的選擇和節(jié)數(shù)的選擇

單個(gè)器件的柵寬的確定，主要受放大器的最高工作頻率和電路的輸出功率兩個(gè)方面因素的限制。由于寬帶放大器設(shè)計(jì)目標(biāo)的最高頻率達(dá)到30 GHz，且所需的輸出的功率不大，因此柵寬主要先滿足放大器所需達(dá)到的最高工作頻率，根據(jù)：

式中g(shù)m為晶體管跨導(dǎo)，由此可以得到小信號(hào)增益的理論近似曲線如圖2所示。

1.2 柵極線和漏極線的設(shè)計(jì)

柵極線設(shè)計(jì)主要考慮人工傳輸線的截止頻率，特征阻抗及其電感值Lg和電容值Cg，它們之間的關(guān)系由式（8）和式（9）確定。

把人工傳輸線的特征阻抗定義為：

漏極線設(shè)計(jì)時(shí)，為了匹配到50 Ω的系統(tǒng)阻抗，每個(gè)器件都無法獲得最大功率和功率附加效率（Power Added Efficiency，PAE）時(shí)的最佳負(fù)載阻抗，功率和PAE將會(huì)受到限制。通過一個(gè)4節(jié)DA 的簡(jiǎn)化等效電路來解釋。簡(jiǎn)化DA的4個(gè)器件均有相同的尺寸，都要求器件從漏端看出去有相同的實(shí)負(fù)載。電流從左到右依次聚集，簡(jiǎn)化原理圖如圖3所示。RL是每個(gè)晶體管的漏極端口看出去的阻抗。Z0d1、Z0d2、Z0d3、Z0d4分別是由端口1、2、3、4向右看的傳輸線的特征阻抗。根據(jù)等效傳輸線理論，各端口相應(yīng)的傳輸線的特征阻抗應(yīng)分別為：Z0d1=RL，Z0d2=RL/2，Z0d3=RL/3，Z0d4=RL/4，為方便輸出匹配，令Z0d4=50 Ω，則再根據(jù)式：

則可以計(jì)算出各端口所需要的漏極電感值Ldk。式中Cds為晶體管漏-源電容。

2 電路的優(yōu)化

通過上述步驟初步設(shè)計(jì)得到原始電路參數(shù)，采用微波仿真軟件對(duì)電路進(jìn)行電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仿真。由于晶體管參數(shù)的非線性，且考慮到對(duì)低頻段的增益改善，需要通過最后的優(yōu)化來達(dá)到預(yù)設(shè)的要求。為改善低頻段的增益，本次設(shè)計(jì)分別在柵極和漏極的終端加入低頻交流接地終端ACG1、ACG2、ACG3、ACG4。如圖4（a）所示，利用ACG1、ACG2、ACG3、ACG4充分吸收出現(xiàn)在柵極和漏極終端的低頻信號(hào)，特別是柵極低頻信號(hào)，使低頻段的增益平坦度得到明顯改善。有無低頻終端的增益仿真結(jié)果如圖4（b）所示，可以看到有低頻終端的曲線比無低頻段的曲線有更優(yōu)的增益平坦度。

最后優(yōu)化后的原理圖如圖5所示，漏極偏置電壓必須通過一個(gè)寬帶低阻抗的bias tee提供350 mA的工作電流，C2為100 nF的隔直電容。ACG1、ACG3需分別連接旁路4.7 μF的電容后接地，ACG2、ACG4需要分別連接10 pF和100 nF的電容后接地。

3 仿真結(jié)果與分析

采用Keysight公司的ADS2016仿真軟件對(duì)GaAs PHEMT MMIC 分布式功率放大器進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果表明：在DC-30 GHz的工作頻帶內(nèi)，該放大器的穩(wěn)定性因子k》1且|Δ|《1；在工作頻帶內(nèi)，其提供了8.5 dB的增益；功率附加效率PAE最高可達(dá)20%；1 dB壓縮點(diǎn)為21 dBm，分別如圖6（a）、圖6（b）、圖6（c）、圖6（d）所示。20 GHz的參考頻率下的增益、輸出功率、PAE隨輸入功率的變化如圖6（e）所示。

4 結(jié)論

本文討論了分布式放大器的基本原理和結(jié)構(gòu)，并結(jié)合0.25 μm GaAs PHEMT工藝，運(yùn)用基本理論設(shè)計(jì)了分布式放大器的原始電路。通過不斷地優(yōu)化，最終設(shè)計(jì)了一種帶寬達(dá)到30 GHz的超寬帶放大器。仿真結(jié)果表明在DC-30 GHz的工作頻帶內(nèi)，該放大器無條件穩(wěn)定，具有（8.5±1） dB的增益；功率附加效率PAE最高可達(dá)20%；1 dB壓縮點(diǎn)為21 dBm。從仿真結(jié)果來看，增益有繼續(xù)提高的空間，下一步工作將圍繞這一點(diǎn)來展開，采用能進(jìn)一步提高增益的結(jié)構(gòu)來完善設(shè)計(jì)。

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