Analog Devices ADCMP60x系列比較器填補(bǔ)了功耗為100mW “ 200mW且響應(yīng)低于1ms的比較器與只需要千分之一功耗、約1ms響應(yīng)的比較器之間的空白。ADCMP60x 比較器的傳播延遲與供電電流消耗之乘積很小；可以作滿擺幅輸入和輸出運(yùn)行；并且為遲滯、閂鎖模式運(yùn)行和關(guān)斷模式提供了各種選擇。其中有些亦帶固有的電平轉(zhuǎn)換功能。此外，輸出端正、負(fù)轉(zhuǎn)換的傳播延遲比接近于 1 的理想值，該系列中，ADCMP600、ADCMP601、ADCMP602 和 ADCMP603 的公差在 8% 以內(nèi)，ADCMP608 和 ADCMP609 的公差在 6.7% 以內(nèi)。

對(duì)于正、負(fù)輸出電平變換同等重要的應(yīng)用來說，這個(gè)比率很有用。圖 1 顯示了一個(gè)這類電路。檢測(cè)器輸出端的電壓電平變換表示輸入信號(hào)一階導(dǎo)數(shù)的符號(hào)變化；換句話說，電路檢測(cè)到了輸入電壓波形中波峰和波谷的時(shí)間位置。檢測(cè)器電路使用一片ADCMP601作IC2，IC1是Analog Devices AD8007電流反饋放大器。IC1連接為一個(gè)電壓跟隨器，并在放大器反相輸入和輸出端之間反向并聯(lián)肖特基勢(shì)壘開關(guān) 二極管D1和D2。比較器IC2的輸入連接到輸入電壓源，以及電流反饋放大器的輸出端。這種配置提高了比較器輸入端VIN”VA之間的電壓差。它是在輸入信號(hào)斜率符號(hào)改變的瞬間（或區(qū)間內(nèi)），以類似步進(jìn)方式完成這種提升。這個(gè)電壓差是在正向電流（由VIN/RF 而來）下測(cè)得的二極管D1和D2雙倍正向電壓。

使用電流反饋放大器作為IC1的原因是，即使你將其接成一個(gè)電壓跟隨器，其反相輸入端也會(huì)流入一個(gè)動(dòng)態(tài)電流。RS和RF電阻值采用的推薦值，用于數(shù)值為 1 的增益。你無需擔(dān)心電路不穩(wěn)定，因?yàn)樵陔娏鞣答伔糯笃鞯姆答伮窂街写嬖谥聪虿⒙?lián)二極管。這些二極管將反饋電阻值增加到499Ω 以上。無論何時(shí)輸入電壓只有約0V，對(duì)大于 499Ω的RF值，IC1的頻率增益響應(yīng)都保持平坦。

圖 1 是電壓跟隨器對(duì)一個(gè)諧波輸入電壓的響應(yīng)分析，采用w/wT 和w=2pf，其中 f 為輸入電壓頻率，wT是放大器的徑向轉(zhuǎn)換頻率。在徑向轉(zhuǎn)換頻率下，ZM（放大器跨導(dǎo)強(qiáng)度）與RF降之比為1。這種簡(jiǎn)化可得到圖2中延遲tD的一個(gè)方程：

其中，VF是二極管D1的正向電壓，Vm是輸入電壓振幅，rmo是電流反饋放大器的直流互阻，ΔΦ是以弧度為單位的電氣誤差角。圖2中輸入諧波電壓的周期T為2p弧度。檢測(cè)器的最終誤差為ΔΦ，并以一個(gè)系數(shù)減小。這種減少發(fā)生的原因是，比較器所需的VA（t）電壓中運(yùn)行的過壓要比步進(jìn)式轉(zhuǎn)換中的過壓高一個(gè)數(shù)量級(jí)，而小于VF值。

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