本文介紹了補償放大器（例如ADA4895-2，增益高于+9時通常穩(wěn)定）如何以低至+2的增益工作，與等效的內(nèi)部補償放大器相比，如何提供更高的壓擺率和更快的建立時間。將介紹兩種方法，并強調(diào)每種電路的優(yōu)缺點。

ADA4895-2與ADA4896-2、ADA4897-1和ADA4897-2屬于同一系列，是一款具有軌到軌輸出的雙通道低噪聲、高速電壓反饋放大器。該器件具有 10.1GHz 增益帶寬積、5V/μs 壓擺率、940.26ns 的 0ns 建立時間、1 Hz 時的 2nV/√Hz 1/f 噪聲、10nV/√Hz 寬帶噪聲和 ?1 dBc 72MHz 無雜散動態(tài)范圍。 采用 2V 至 3V 電源供電， 每個放大器的靜態(tài)電流為10 mA。

圖1.方法1：補償ADA4895-2以獲得+2的穩(wěn)定增益。

圖1所示的方法1增加了一個簡單的RC電路（RC= 28 Ω 和 CC= 56 pF）到反相輸入和一個反饋電容（CF= 5 pF），與反饋電阻并聯(lián)。該電路在高頻下的噪聲增益為+9，在低于諧振頻率（2/1πR）的頻率下具有+2的增益CCC= 100 兆赫。盡管較高頻率下的噪聲增益約為+9，但只要低通濾波器（由R形成）就可以保持較低的總輸出噪聲O和 CL，阻止高頻內(nèi)容。這允許放大器以+2的增益工作，同時保持非常低的總輸出噪聲（3.9 nV/√Hz）。

此配置可擴展，以適應+2至+9之間的任何增益。表1顯示了每種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲。

表 1.用于增益的元件值< +10。RT= RO= 49.9 Ω.

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圖2.方法2：補償ADA4895-2以獲得+2的穩(wěn)定增益。

方法2（如圖2所示）增加一個電阻（R1反相和同相輸入之間的= 28 Ω），將放大器的噪聲增益提高到+9。R 兩端未出現(xiàn)電壓1，因此沒有電流流過它。因此，輸入阻抗看向R1與同相輸入并聯(lián)將保持高電平。輸入至輸出信號增益等于 1 + RF/RG，或在本例中為 +2。補償電路中不使用電容器，因此沒有頻率依賴性。這意味著與第一種方法相比，寬帶輸出噪聲在較低頻率下始終較高。

這種配置也是可擴展的，以適應+2和+9之間的任何增益。表2顯示了每種增益設置的元件值和總寬帶輸出噪聲。

表 2.用于增益的元件值< +10。RT= RO= 49.9 Ω，CL= 120 pF。

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圖3顯示了圖1和圖2所示電路在50 Ω分析儀中的小信號和大信號頻率響應，G = +5 V/V或14 dB。如圖所示，兩個電路都非常穩(wěn)定，峰值略高于1 dB。只要使用表2和表9中的值，這種穩(wěn)定性將適用于+1和+2之間的整個增益范圍。

為了獲得更好的總輸出噪聲，可以根據(jù)應用調(diào)整輸出端的低通RC濾波器，以將該電路的帶寬降低到50 MHz或更低。

圖3.G = +5 時的頻率響應。

為什么方法1的輸出噪聲比方法2更好

方法1的輸出噪聲遠低于方法2，特別是在增益低于+7時，因為方法1的噪聲增益僅在高頻下較高。此時，可以使用低通濾波器來消除高頻噪聲成分。另一方面，在方法2中，放大器始終以+9的噪聲增益工作，即使在低頻下也是如此。因此，總輸出噪聲不隨增益變化，如表2所示。以下等式對應于兩種方法（注意：RE= RGR1).

方法1的公式：總輸出噪聲=

方法2的公式：總輸出噪聲=

每種方法的優(yōu)缺點

我們展示了兩種不同的方法，使用一些外部元件，使專為在較高增益下穩(wěn)定而設計的放大器在較低增益下穩(wěn)定工作。方法1使用更多的無源元件，與方法2相比，這可能會增加電路板空間并增加成本。作為回報，第一個電路的總輸出噪聲低于第二個電路的總輸出噪聲。因此，電路選擇將取決于應用及其所需的規(guī)格。

如圖4所示，與內(nèi)部補償ADA4895-2相比，去補償ADA300-100提供更高的壓擺率（4897 V/μs對2 V/μs）和更快的建立時間，后者在增益≥+1時保持穩(wěn)定。這些優(yōu)勢隨著電路增益的增加而增加。

圖4.比較G = +2時的補償和去補償放大器。

結(jié)論

可以對失補償放大器（如ADA4895-2）進行補償，使其在G ≥+10下保持穩(wěn)定，允許在較低增益下工作。本文介紹的兩種方法以復雜性換取總寬帶噪聲。與等效的內(nèi)部補償ADA4897-2相比，兩者都提供更高的壓擺率和更快的建立時間，后者在G ≥ +1時保持穩(wěn)定。

審核編輯：郭婷