雙極晶體管和 MOSFET 晶體管的工作原理相同。從根本上說，這兩種晶體管都是電荷控制器件，這就意味著它們的輸出電流與控制電極在半導(dǎo)體中形成的電荷成比例。將這些器件用作開關(guān)時(shí)，都必須由能夠提供足夠灌入和拉出電流的低阻抗源來驅(qū)動(dòng)，以實(shí)現(xiàn)控制電荷的快速嵌入和脫出。

從這一點(diǎn)來看，在開關(guān)期間，MOSFET 必須以類似于雙極晶體管的形式進(jìn)行“硬”驅(qū)動(dòng)，以實(shí)現(xiàn)可媲美的開關(guān)速度。從理論上來說，雙極晶體管和MOSFET 器件的開關(guān)速度幾乎相同，這取決于電荷載流子在半導(dǎo)體區(qū)域中傳輸所需的時(shí)間。功率器件的典型值大約為 20 至 200 皮秒，具體取決于器件大小。

MOSFET 技術(shù)在數(shù)字和功率應(yīng)用領(lǐng)域的普及 得益于 它與雙極結(jié)晶體管相比所具有的兩個(gè)主要優(yōu)勢。

其中一個(gè)優(yōu)勢是，MOSFET 器件在高頻開關(guān)應(yīng)用中非常重要。MOSFET 晶體管更加容易驅(qū)動(dòng)，因?yàn)槠淇刂齐姌O與導(dǎo)電器件隔離，所以不需要連續(xù)的導(dǎo)通電流。一旦 MOSFET 晶體管開通，它的驅(qū)動(dòng)電流幾乎為零。而且，控制電荷大量減少，MOSFET 晶體管的存儲(chǔ)時(shí)間也相應(yīng)大幅減少。這基本上消除了導(dǎo)通壓降和關(guān)斷時(shí)間之間的設(shè)計(jì)權(quán)衡問題，而開通狀態(tài)壓降與控制電荷成反比。

因此，與雙極器件相比，MOSFET 技術(shù)預(yù)示著使用更簡單且更高效的驅(qū)動(dòng)電路帶來顯著的經(jīng)濟(jì)效益。

此外，需要特別強(qiáng)調(diào)突出的是，在電源應(yīng)用中，MOSFET 具有電阻的性質(zhì)。MOSFET 漏源端上的壓降是流入半導(dǎo)體的電流的線性函數(shù)。此線性關(guān)系用 MOSFET 的 RDS(on) 來表征，也稱為導(dǎo)通電阻。導(dǎo)通電阻對指定柵源極電壓和器件溫度來說是恒定的。與 p-n 結(jié) -2.2mV/°C 的溫度系數(shù)不同，MOSFET 的溫度系數(shù)為正值，約為 0.7%/°C 至 1%/°C。

正因?yàn)?MOSFET 具有此正溫度系數(shù)，所以當(dāng)使用單個(gè)器件不現(xiàn)實(shí)或不可能時(shí)，它便是高功率 應(yīng)用中 并行運(yùn)行的理想之選。由于通道電阻具有正 TC，因此多個(gè)并聯(lián) MOSFET 會(huì)均勻地分配電流。在多個(gè) MOSFET 上會(huì)自動(dòng)實(shí)現(xiàn)電流共享，因?yàn)檎?TC 的作用相當(dāng)于一種緩慢的負(fù)反饋系統(tǒng)。

載流更大的器件會(huì)產(chǎn)生更多熱量 - 請別忘了漏源電壓是相等的 – 并且溫度升高會(huì)增加其 RDS(on) 值。增加電阻會(huì)導(dǎo)致電流減小，從而降低溫度。最終，當(dāng)并聯(lián)器件所承載的電流大小相近時(shí)，便達(dá)到平衡狀態(tài)。RDS(on) 值和不同結(jié)至環(huán)境熱阻的初始容差可導(dǎo)致電流分布出現(xiàn)高達(dá) 30% 的重大誤差。

1.器件類型

幾乎所有制造商對于制造出色的功率 MOSFET 都有自己獨(dú)特的方法，不過市場上的所有器件可分為三種基本類型。如 圖 1 中所示。

雙擴(kuò)散 MOS 晶體管于 20 世紀(jì) 70 年代開始應(yīng)用于電源應(yīng)用領(lǐng)域， 并在過去這些年間不斷演進(jìn)。使用多晶硅柵極結(jié)構(gòu)和自校準(zhǔn)流程，可提高集成密度并減小寄生電容。

第二次重大改進(jìn)來自于 V 型坡口或溝道技術(shù)，從而進(jìn)一步提高了功率 MOSFET 器件的單元密度。提高性能和集成密度并不容易;然而，溝道 MOS 器件的制造流程更困難。

橫向功率 MOSFET 顯著減小了寄生電容，所以開關(guān)速度大幅提高，所需的柵極驅(qū)動(dòng)功率要低得多。

2.MOSFET模型

文中提供了多種模型來說明 MOSFET 的工作原理，不過，找到合適的說明可能并不容易。大多數(shù) MOSFET制造商為其器件提供 Spice 和/或 Saber 模型，但這些模型對于設(shè)計(jì)人員在實(shí)踐中遇到的應(yīng)用陷阱卻鮮有提及。甚至對于如何解決最常見的設(shè)計(jì)難題，它們所提供的線索也很少。

實(shí)用的 MOSFET 模型需要從應(yīng)用角度描述器件的所有重要屬性，因此非常復(fù)雜。另一方面，如果我們將模型的適用性局限于特定問題領(lǐng)域，可由 MOSFET 晶體管得出一些簡單且有意義的模型。

圖 2 中的第一款模型基于 MOSFET 器件的實(shí)際結(jié)構(gòu)，主要可用于直流分析。圖 2a 中的 MOSFET 符號(hào)表示通道電阻，而 JFET 對應(yīng)于外延層的電阻。因此，EPI 層的電阻是器件額定電壓的函數(shù)，同時(shí)高電壓MOSFET 需要的外延層更厚。

圖 2b 可非常有效地模擬 MOSFET 由 dv/dt 導(dǎo)致的擊穿特性。作為柵極端阻抗函數(shù)，它展示了兩種主要擊穿機(jī)制，也就是 dv/dt 引起所有功率 MOSFET 中的寄生雙極晶體管的開通，以及 dv/dt 引起溝道的開通。由于制造工藝的改進(jìn)，現(xiàn)代功率 MOSFET 實(shí)際上幾乎不受寄生 NPN 晶體管的 dv/dt 觸發(fā)事件的影響，從而減小了基極和發(fā)射極區(qū)域的電阻。

還必須提到的是，寄生雙極晶體管還具有另一個(gè)重要角色。它的基極 - 集電極結(jié)是有名的 MOSFET 體二極管。

圖 2c 是 MOSFET 的開關(guān)模型。此模型顯示了影響開關(guān)性能的最重要的寄生器件。它們各自的作用將在后面進(jìn)行討論，專門介紹器件的開關(guān)過程。

3.MOSFET關(guān)鍵參數(shù)

當(dāng)考慮 MOSFET 開關(guān)模式工作時(shí)，我們的目標(biāo)是盡可能在最短的時(shí)間內(nèi)在器件的最低和最高電阻狀態(tài)間切換。由于 MOSFET 的實(shí)際開關(guān)時(shí)間(大約為 10ns 至 60ns)至少要比理論開關(guān)時(shí)間(大約為 50ps 至 200ps)長兩到三個(gè)數(shù)量級(jí)，因此了解這種差異非常重要。返回 圖 2 中的 MOSFET 模型，可以看到所有模型都包含三個(gè)電容器，分別連接在三個(gè)器件端子間。

最后，MOSFET 晶體管的開關(guān)性能取決于如何使得電壓在這些電容器上快速地改變。

因此，在高速開關(guān) 應(yīng)用中，最重要的參數(shù)是器件的寄生電容。其中，CGS 和 CGD 這兩個(gè)電容器對應(yīng)于器件的實(shí)際幾何結(jié)構(gòu)，而 CDS 電容器就是寄生雙極晶體管的基極集電極二極管(體二極管)的電容。

CGS 電容器由柵極電極所產(chǎn)生的源和通道區(qū)域的重疊形成。它的值由這兩個(gè)區(qū)域的實(shí)際幾何結(jié)構(gòu)確定，并在不同工作條件下保持恒定(線性)。

CGD 電容器是兩種效應(yīng)產(chǎn)生的結(jié)果。除了耗盡區(qū)域的電容之外，一部分是 JFET 區(qū)域和柵極電極的重疊，是非線性的。等效 CGD 電容是器件的漏源電壓的函數(shù)，通過 公式 1 計(jì)算近似值。

CDS 電容器也是非線性的，因?yàn)樗求w二極管的結(jié)電容。它與電壓的關(guān)系如 公式 2 所示。

遺憾的是，上述電容值均未在晶體管數(shù)據(jù)表中直接定義。它們的值由 CISS、CRSS 和 COSS 電容值間接提供，而且必須按照 公式 3 中所示的公式計(jì)算：

更復(fù)雜的問題由電容器 CGD 在開關(guān)應(yīng)用中引起， 因?yàn)樗挥谄骷斎牒洼敵龆酥g的反饋路徑中。因此，它在開關(guān)應(yīng)用中的 有效值可能大得多，具體取決于 MOSFET 的漏源電壓。這種現(xiàn)象稱為“米勒”效應(yīng)，如 公式 4 中所示。

因?yàn)?CGD 和 CDS 電容器與電壓相關(guān)，所以數(shù)據(jù)表編號(hào)只有在給定的測試條件下有效。必須根據(jù)所需電荷計(jì)算特定應(yīng)用的相關(guān)平均電容，以確定各電容器上的實(shí)際電壓變化。對于大多數(shù)功率 MOSFET，近似值如 公式5 所示。

下一個(gè)要提到的重要參數(shù)是柵極網(wǎng)狀電阻 RG,I。此寄生電阻描述了與器件內(nèi)柵極信號(hào)分配相關(guān)的電阻。它在高速開關(guān)應(yīng)用中非常重要， 因?yàn)樗挥谄骷?a target="_blank">驅(qū)動(dòng)器和輸入電容器之間，直接影響 MOSFET 的開關(guān)時(shí)間和dv/dt 抗擾性。業(yè)內(nèi)已經(jīng)認(rèn)識(shí)到了這種影響，然而，射頻 MOSFET 晶體管等真正的高速器件使用金屬柵極電極來實(shí)現(xiàn)柵極信號(hào)分配，而不是電阻更高的多晶柵極網(wǎng)。

數(shù)據(jù)手冊中未指定 RG,I 電阻，但在某些應(yīng)用中， 它是器件的一個(gè)非常重要的特性。

顯然，柵極閥值電壓也是一個(gè)重要的特性。務(wù)必應(yīng)注意，數(shù)據(jù)表中的 VTH 值是在溫度為 25°C 且電流很低(典型值為 250μA)的條件下定義的。

因此，這并不等于眾所周知的柵極開關(guān)波形的米勒平坦區(qū)域電壓。對于 VTH，另一個(gè)很少提及的事實(shí)是，其溫度系數(shù)近似為 7 mV/°C。它在專為邏輯電平 MOSFET 設(shè)計(jì)的柵極驅(qū)動(dòng)電路中尤為重要，在這種電路中，VTH 在通常測試條件下已經(jīng)很低。由于 MOSFET 通常在較高的溫度下工作，合理的柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)必須將關(guān)斷時(shí) VTH 處于較低電壓的情況考慮在內(nèi)。

MOSFET 的跨導(dǎo)是其工作線性區(qū)域中的小信號(hào)增益。需要著重指出的是，每次開關(guān)MOSFET 時(shí)，它必須通過線性操作模式，而這時(shí)的電流取決于柵源極電壓?？鐚?dǎo) gfs 相對于漏極電流和柵源電壓是個(gè)小信號(hào)，如 公式 6 中所示。

相應(yīng)地，MOSFET 在線性區(qū)域的最大電流由 公式 7 給出。

對這個(gè) VGS 公式進(jìn)行變換，可以得出米勒平坦區(qū)域的近似值是漏極電流的函數(shù)，如 公式 8 中所示：

源極電感 (LS) 和漏極電感 (LD) 等其他重要參數(shù)對開關(guān)性能的限制很大。數(shù)據(jù)手冊中列出了典型 LS 和 LD 值，這兩個(gè)值主要取決于晶體管的封裝類型。

它們對性能產(chǎn)生的影響可結(jié)合通常與布局有關(guān)的外部寄生組件和露電感、電流感應(yīng)電阻等隨外部電路元件進(jìn)行分析研究。

但出于完整性考慮，還需要指出的是外部串聯(lián)柵極電阻和 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗在高性能柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)中起決定因素，因?yàn)樗鼈儠?huì)對開關(guān)速度產(chǎn)生深遠(yuǎn)影響，并最終影響開關(guān)損耗。

4.開關(guān)應(yīng)用

現(xiàn)在，確定了所有因素后，讓我們來研究一下 MOSFET 晶體管的實(shí)際開關(guān)行為。為了更好地理解基本過程，電路的寄生電感將被忽略。稍后將單獨(dú)分析它對基本操作的相應(yīng)影響。此外，以下描述涉及到鉗位電感式開關(guān)，因?yàn)殚_關(guān)模式電源中所用的大多數(shù)MOSFET 晶體管和高速柵極驅(qū)動(dòng)電路都工作在該工作模式下。

圖 3 中顯示了最簡單的鉗位電感式開關(guān)模型，其中直流電流源代表電感器。在短暫的開關(guān)切換期間，它的電流可以認(rèn)為是常數(shù)。二極管在 MOSFET 關(guān)斷時(shí)提供一條電流路徑，并將器件的漏極鉗位到由電池表示的輸出電壓。

5.開通過程

MOSFET 晶體管的開通動(dòng)作可分為如 圖 4 中所示的 4 個(gè)階段。

第一步，器件的輸入電容從 0V 充電至 VTH。在此期間，大部分柵極電流用于對 CGS 電容器充電。少量電流也會(huì)流經(jīng) CGD 電容器。隨著柵極端子電壓升高，CGD 電容器的電壓將略有下降。這個(gè)期間稱為開通延時(shí)，因?yàn)槠骷穆O電流和漏極電壓保持不變。

柵極充電至閥值電平后，MOSFET 就能載流了。在第二個(gè)階段中，柵極電平從 VTH 升高到米勒平坦電平VGS,Miller。當(dāng)電流與柵極電壓成正比時(shí)，這是器件的線性工作區(qū)。在柵極側(cè)，就像在第一階段中那樣，電流流入 CGS 和 CGD 電容器中，并且 VGS 電壓升高。在器件的輸出端，漏極電流升高，同時(shí)漏源電壓保持之前的電平 (VDS,off)?？梢酝ㄟ^查看 圖 3 中的原理圖來了解。在所有電流傳輸?shù)?MOSFET 中并且二極管完全關(guān)斷。

能夠阻止其 PN 結(jié)上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。

進(jìn)入開通過程第三階段后，柵極已充電至足夠電壓 (VGS,Miller)，可以承載完整的負(fù)載電流且整流器二極管關(guān)斷。此時(shí)，允許漏極電壓下降。當(dāng)器件上的漏極電壓下降時(shí)，柵源極電壓保持穩(wěn)定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域。驅(qū)動(dòng)器提供的所有柵極電流都被轉(zhuǎn)移，從而對 CGD 電容器充電，以便在漏源極端子上實(shí)現(xiàn)快速的電壓變化?，F(xiàn)在，器件的漏極電流受到外部電路(這是直流電流源)的限制，因此保持恒定。

開通過程的最后一步是通過施加更高的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，充分增強(qiáng) MOSFET 的導(dǎo)通通道。VGS 的最終幅值決定了開通期間器件的最終導(dǎo)通電阻。所以，在第四階段中，VGS 從 VGS,Miller 上升至最終值 VDRV。這通過對CGS 和 CGD 電容器充電來實(shí)現(xiàn)，因此現(xiàn)在柵極電流在兩個(gè)組件之間分流。當(dāng)這些電容器充電時(shí)，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導(dǎo)通電阻下降，漏源電壓略有下降。

6.關(guān)斷過程

MOSFET 晶體管的 關(guān)斷過程說明基本上與上文所述的開通過程相反。開始時(shí) VGS 等于 VDRV，器件中的電流是由 圖 3 中的 IDC 表示的滿負(fù)載電流。漏源電壓由 IDC 和 MOSFET 的 RDS(on) 定義。出于完整性考慮，圖5 中顯示了四個(gè)關(guān)斷步驟。

第一個(gè)階段是關(guān)斷延遲，需要將 CISS 電容從初始值放電至米勒平坦電平。在這段時(shí)間內(nèi)，柵極電流由 CISS電容器自己提供，并流經(jīng) MOSFET 的 CGS 和 CGD 電容器。隨著過驅(qū)電壓降低，器件的漏極電壓略有上升。漏極的電流保持不變。

在第二階段，MOSFET 的漏源電壓從 ID?RDS(on) 上升至最終的 VDS,off 電平，由整流器二極管根據(jù) 圖 3 簡化原理圖鉗位至輸出電壓。在此時(shí)間段內(nèi)，與柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域?qū)?yīng)，柵極電流完全是 CGD 電容器的充電電流，因?yàn)闁旁礃O電壓是恒定的。此電流由功率級(jí)旁路電容器提供，并從漏極電流中減去?？偮O電流仍然等于負(fù)載電流，也就是 圖 3 中由直流電流源表示的電感器電流。

第三階段的開始用二極管開通表示，因此為負(fù)載電流提供了一個(gè)替代路徑。柵極電壓繼續(xù)從 VGS,Miller 下降至VTH。絕大部分柵極電流來自 CGS 電容器，因?yàn)?CGD 電容器實(shí)際上在前一個(gè)階段中就已經(jīng)充滿電了。在此間隔結(jié)束時(shí)，MOSFET 處于線性工作狀態(tài)，柵源極電壓下降導(dǎo)致漏極電流減小并接近于零。同時(shí)，由于正向偏置整流器二極管的作用，漏極電壓在 VDS,off 時(shí)保持穩(wěn)定。

關(guān)斷過程的最后一步是對器件的輸入電容完全放電。VGS 進(jìn)一步下降，直至達(dá)到 0V。與第三關(guān)斷階段類似，柵極電流的更大一部分由 CGS 電容器提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。

概括而言，得出的結(jié)論是，在四個(gè)階段中，MOSFET 晶體管可在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)(開通或關(guān)斷)間切換。四個(gè)階段的長度是寄生電容值、電容上所需的電壓變化和可用的柵極驅(qū)動(dòng)電流的函數(shù)。這就突顯出正確的組件選擇以及出色的柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)對于高速高頻開關(guān) 應(yīng)用非常重要。

遺憾的是，這些數(shù)字與特定測試條件和電阻負(fù)載相對應(yīng)，因此難以比較不同制造商的產(chǎn)品。而且，在具有限定電感負(fù)載的實(shí)際 應(yīng)用 中，開關(guān)性能與數(shù)據(jù)表中給出的數(shù)字有顯著差異。

7.功率損耗

功率應(yīng)用中 MOSFET 晶體管的開關(guān) 操作 會(huì)導(dǎo)致某些不可避免的損耗，具體分為兩類。

在這兩種損耗機(jī)制中，比較簡單的一種是器件的柵極驅(qū)動(dòng)損耗。如前面所述，開通或關(guān)斷 MOSFET 需要對CISS 電容器充電或放電。當(dāng)電容器上的電壓發(fā)生變化時(shí)，就會(huì)轉(zhuǎn)移一定數(shù)量的電荷。柵極電壓在 0V 和實(shí)際柵極驅(qū)動(dòng)電壓 VDRV 之間變化所需的電荷數(shù)量由典型柵極電荷與柵源極電壓曲線的對比來表征，如 圖 6 中所示。

此圖表提供了最壞情況下相對準(zhǔn)確的柵極電荷估算，它是柵極驅(qū)動(dòng)電壓的函數(shù)。用于產(chǎn)生各個(gè)曲線的參數(shù)是器件的漏源極關(guān)斷狀態(tài)電壓。VDS,off 會(huì)影響米勒電荷(即曲線平坦部分下面的區(qū)域)，從而影響開關(guān)周期內(nèi)所需的總柵極電荷。從 圖 6 中獲得總柵極電荷后，可根據(jù) 公式 9 計(jì)算柵極電荷損耗。

應(yīng)注意的是，前面公式中的 QG ? fDRV 項(xiàng)給出了驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O所需的平均偏置電流。

在柵極驅(qū)動(dòng)電路中驅(qū)動(dòng) MOSFET 晶體管柵極會(huì)產(chǎn)生功率損耗。返回 圖 4 和 圖 5，可以確定柵極驅(qū)動(dòng)路徑中串聯(lián)歐姆阻抗的組合是耗能分量。在每個(gè)開關(guān)周期中，所需的柵極電荷應(yīng)通過驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻。實(shí)際上，功率損耗與通過電阻器傳輸電荷的快慢無關(guān)。

使用 圖 4 和 圖 5 中的電阻器符號(hào)，驅(qū)動(dòng)器功率損耗如 公式 10 中所示。

在上述公式中，柵極驅(qū)動(dòng)電路由電阻輸出阻抗表示，此假設(shè)對于基于 MOS 的柵極驅(qū)動(dòng)器是有效的。當(dāng)柵極驅(qū)動(dòng)電路中使用雙極晶體管時(shí)，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性，此時(shí)運(yùn)用這些公式不能得出正確答案。可以假定，使用低阻值柵極電阻器 (< 5Ω) 時(shí)，大多數(shù)柵極驅(qū)動(dòng)損耗發(fā)生在驅(qū)動(dòng)器中。如果 RGATE 足夠大，可將 IG 限制在雙極驅(qū)動(dòng)器的輸出電流能力以下，那么絕大部分柵極驅(qū)動(dòng)功率損耗則發(fā)生在 RGATE 中。

除了柵極驅(qū)動(dòng)功率損耗，由于器件會(huì)在短時(shí)間內(nèi)同時(shí)出現(xiàn)高電流和高電壓，因此在傳統(tǒng)感應(yīng)中晶體管會(huì)累積開關(guān)損耗。為了盡可能降低開關(guān)損耗，必須盡量減少此階段的持續(xù)時(shí)間?？纯?MOSFET 的開關(guān)流程，此條件限于開關(guān)操作中開關(guān)切換的間隔 2 和間隔 3。這些時(shí)間間隔對應(yīng)于柵極電壓介于 VTH 和 VGS,Miller 之間時(shí)器件的線性運(yùn)行(這會(huì)導(dǎo)致器件的電流發(fā)生變化)以及漏極電壓經(jīng)歷開關(guān)切換時(shí)的米勒平坦區(qū)域。

認(rèn)識(shí)到這一點(diǎn)對于正確設(shè)計(jì)高速柵極驅(qū)動(dòng)電路來說非常重要。它強(qiáng)調(diào)了這一事實(shí)：柵極驅(qū)動(dòng)器的最重要特性是米勒平坦區(qū)域電壓電平周圍的拉-灌電流能力。峰值電流能力是通過在完整 VDRV 下對器件的輸出阻抗進(jìn)行測量的，與 MOSFET 的實(shí)際開關(guān)性能關(guān)系不大。真正決定器件開關(guān)時(shí)間的因素是當(dāng)柵源極電壓(即驅(qū)動(dòng)器輸出)約為 5V(對于邏輯電平 MOSFET 約為 2.5V)時(shí)的柵極驅(qū)動(dòng)電流能力。

可通過使用開關(guān)切換第 2 階段和第 3 階段中柵極驅(qū)動(dòng)電流、漏極電流和漏極電壓波形的簡化線性近似，對MOSFET 開關(guān)損耗進(jìn)行粗略估算。首先，必須分別確定第二和第三階段的柵極驅(qū)動(dòng)電流：

假定 IG2 將器件的輸入電容器從 VTH 充電至 VGS,Miller 并且 IG3 是 CRSS 電容器的放電電流，同時(shí)漏極電壓從VDS,off 變?yōu)?0V，則近似開關(guān)時(shí)間如下：漏極電壓從 VDS,off 變?yōu)?0V，近似開關(guān)時(shí)間如 公式 12 中所示。

在 t2 期間，漏極電壓為 VDS,off，電流從 0A 上升為負(fù)載電流 IL，而在 t3 階段內(nèi)，漏極電壓從 VDS,off 降至接近0V。同樣，可以使用波形的線性近似，按照 公式 13 所示估算各個(gè)階段中的功率損耗分量。

總開關(guān)損耗是兩個(gè)損耗分量之和，下面的 公式 14 列出了簡單的表達(dá)式：

雖然開關(guān)切換很好理解，但幾乎仍然無法計(jì)算準(zhǔn)確的開關(guān)損耗。原因是在開關(guān)過程中，寄生電感分量的影響會(huì)極大地改變電流和電壓波形以及開關(guān)時(shí)間?？紤]到實(shí)際電路中不同源極電感和漏極電感的影響，我們用二階微分方程來描述電路的實(shí)際波形。由于柵極閥值電壓、MOSFET 電容值、驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗等變量具有很大的容差，上述線性近似似乎是非常合理的折衷，可用于估算 MOSFET 中的開關(guān)損耗。

8.寄生器件的影響

源極電感對開關(guān)性能的影響最大。典型電路中寄生源極電感有兩個(gè)來源：巧妙集成在 MOSFET 封裝中的源極接合線以及源極引線和共用接地之間的印刷電路板線路電感。這通常是指功率級(jí)高頻濾波器電容器和柵極驅(qū)動(dòng)器的旁路電容器的負(fù)電極。與源極串聯(lián)的電流感應(yīng)電阻器可以向之前的兩個(gè)分量添加更多電感。

在需要源電感器的開關(guān)流程中有兩種機(jī)制。在開關(guān)切換開始時(shí)，柵極電流快速增加，如 圖 4 和 圖 5 中所示。此電流必須流經(jīng)源電感，并根據(jù)電感值減小。因此，對 MOSFET 的輸入電容充電/放電所需的時(shí)間延長，從而主要對開關(guān)延時(shí)(第 1 步)產(chǎn)生影響。而且，源電感器和 CISS 電容器會(huì)形成一個(gè)諧振電路，如 圖7 中所示。

此諧振電路在柵極驅(qū)動(dòng)電壓波形的陡峭邊緣退出，這是在大多數(shù)柵極驅(qū)動(dòng)電路中觀察到振蕩峰值的根本原因。遺憾的是，CISS 和 LS 之間非常高的 Q 共振會(huì)通過(或可通過)環(huán)路的串聯(lián)電阻分量衰減，這些分量包括驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻器。

可按 公式 15 計(jì)算可實(shí)現(xiàn)最佳性能的唯一的柵極電阻值 RGATE。

減小電阻值可導(dǎo)致柵極驅(qū)動(dòng)電壓波形過沖，還可提高開通速度。電阻值升高會(huì)導(dǎo)致振蕩欠阻尼并延長開關(guān)時(shí)間，對于柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)沒有任何好處。

源極電感的第二個(gè)影響是，只要器件的漏極電流快速改變，就會(huì)產(chǎn)生負(fù)反饋。這種影響出現(xiàn)在開通過程的第二階段以及關(guān)斷過程的第三階段中。在這些階段，柵極電壓處于 VTH 和 VGS,Miller 之間，柵極電流由驅(qū)動(dòng)阻抗上的電壓 VDRV – VGS 定義。

為了快速增加漏極電流，必須在源極電感上施加明顯的電壓。此電壓會(huì)降低驅(qū)動(dòng)阻抗上的可用電壓，從而減小柵極驅(qū)動(dòng)電壓的變化率和漏極電流的 di/dt。di/dt 減小要求源電感上的電壓降低。柵極電流和漏極 di/dt 之間的微妙平衡通過源極電感器的負(fù)反饋建立。

開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的另一個(gè)寄生電感是漏極電感，它同樣由幾個(gè)分量構(gòu)成。它們是晶體管封裝中的封裝電感、與互連關(guān)聯(lián)的所有電感，以及隔離電源中變壓器的泄漏電感。它們串聯(lián)在一起，因此影響相互疊加。它們充當(dāng)MOSFET 的開通阻尼器。在開通期間，它們限制漏極電流的 di/dt，并將器件上的漏源電壓降低 LD?di/dt倍。實(shí)際上，LD 可以顯著降低開通開關(guān)損耗。雖然 LD 值升高似乎在開通時(shí)有利，但當(dāng)漏極電流必須快速下降時(shí)，在關(guān)斷時(shí)會(huì)導(dǎo)致較大問題。為了支持因 MOSFET 的關(guān)斷而快速減小漏極電流，LD 上必須形成與開通所對應(yīng)的相反方向的電壓。此電壓高于 VDS,off 電平的理論值，在漏源電壓上形成過沖，并增加關(guān)斷開關(guān)損耗。