簡介

高集成低成本的射頻電路目前已經(jīng)成為便攜式無線設(shè)備設(shè)計的基本原則，而接收靈敏度已經(jīng)成為無線網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用的瓶頸。低噪聲放大器在保證無線設(shè)備穩(wěn)定接收信號起到了重要的作用。本文主要描述了滿足IEEE 802.11g/a標(biāo)準(zhǔn)的雙頻低噪放的設(shè)計與實現(xiàn)。這種雙頻低噪放封裝在3mm*3mm模塊內(nèi)，只需要兩個額外的旁路電容即可實現(xiàn)器件性能。

雙頻低噪放

能夠同時覆蓋IEEE 802.11g/a標(biāo)準(zhǔn)的雙頻的低噪放必須同時在2.4GHz和5GHz頻段上具有低電流、高增益和低噪聲的特性。另外，5GHz頻段的放大器必須覆蓋4.9GHz-5.9GHz的帶寬，因為不同的國家在5GHz頻段的具體頻率有所不同，這表示低噪放必須在20% 的帶寬范圍內(nèi)表現(xiàn)相同的性能。

這篇文章討論的是能夠同時滿足2.4GHz和4.9GHz-5.9GHz頻段的WLAN雙頻低噪放設(shè)計。這種低噪放的制造工藝采用安華高特有的增強(qiáng)型pHEMT GaAs工藝，3mm*3mm塑料封裝。

表格1顯示了雙頻低噪放的主要性能參數(shù)

顯然以上這個雙頻低噪放的特性是非常具有挑戰(zhàn)性的，而且這種特性必須滿足批量生產(chǎn)制造的要求。圖1顯示了800微米工藝的場效應(yīng)晶體管在不同偏置電壓下的噪聲系數(shù)特性，測試誤差在0.05dB左右，噪聲特性非常優(yōu)秀。

圖1、NFmin vs Id and Vd for a 800 μm gate width pHEMT FET

仿真模型是從不同的器件中提取，包括小信號和大信號特性。精確模型需要在ADS軟件器件庫中獲取，這種模型適用于寬偏置范圍，這點對設(shè)計師比較重要能夠找到最優(yōu)的解決方案。

2.4GHz低噪放設(shè)計

2.4GHz低噪放需要用到級聯(lián)結(jié)構(gòu)，兩級設(shè)計能夠提供更高的增益和電流再利用。另外級聯(lián)結(jié)構(gòu)能夠在相同的電流驅(qū)動下獲得更高的線性，圖2顯示級聯(lián)結(jié)構(gòu)的原理圖。

圖2、Cascode LNA for the 2.4 GHz band

Q1和Q2形成了增益級聯(lián)場效應(yīng)晶體管結(jié)構(gòu)，電感L2和電容C2形成L-C振蕩器負(fù)載用于在2.4GHz輸出信號。Q1源極電感到地能在提供反饋的同時改善輸入匹配和噪聲。Q1柵極的輸入阻抗可由以下公式計算：

公式中的gm是Q1的跨導(dǎo)，Ls是Q1源端的總感抗值，這個值是晶圓間的金線連接和PCB的通孔電感之和。L3用于貼片元件低噪放器件的輸入端匹配，需要盡可能靠近輸入端來減小噪聲系數(shù)阻抗。電容C3是Q2的射頻旁路電容。電容C1和C8是隔直電容。場效應(yīng)晶體管Q4起到鏡像電流偏置作用。Q2柵極電壓由電阻R1和R2分壓提供，場效應(yīng)晶體管Q3起到關(guān)斷開關(guān)作用。

在2.4GHz頻段，寄生參數(shù)效應(yīng)明顯的影響器件性能，包括繞線電感的插損和封裝接線的耦合效應(yīng)。例如，Q2漏極的L-C諧振電路需要封裝在芯片內(nèi)部，因此需要嚴(yán)格的模型仿真。繞線電感的仿真結(jié)果如下圖

圖3、Inductance value vs. frequency and number of turns

圖4、Q factor vs. frequency and number of turns Figure

圖3和圖4顯示電感和Q值隨頻率的變化曲線。這些仿真結(jié)果用于電路級元件來仿真完整的低噪放器件。不需要優(yōu)化電路，這些仿真結(jié)果也顯示2.4GHz中心頻率的峰值增益。在高頻條件下，電感的金屬化部分產(chǎn)生的表面效應(yīng)相當(dāng)于串聯(lián)電阻。增益，噪聲系數(shù)和回波損耗都需要滿足規(guī)格指標(biāo)。在ADS軟件中的進(jìn)一步優(yōu)化能有效的改善性能。下圖顯示了優(yōu)化后的低噪放性能。

圖5、Gain， return loss and Noise Figure of the 2.4 GHz LNA after optimization

5GHz低噪放設(shè)計

不同于2.4GHz低噪放，5GHz的低噪放需要在20% 的帶寬內(nèi)保持增益和噪聲系數(shù)的平坦性。兩級放大器能夠滿足這些規(guī)格要求，圖6顯示5GHz低噪放設(shè)計原理圖。

在每一級放大器中仍然采用了感性負(fù)載，L2和L4均集成在芯片里。輸入阻抗和噪聲匹配采用2.4GHz設(shè)計中類似的處理方式，即采用源極電感和柵極分流輸入電感。R10和C3構(gòu)成的R-C反饋電路用于第二級改善輸出匹配。電感L3和電容C2形成了高通級間匹配。這種匹配補(bǔ)償了由第一級造成的負(fù)增益，因此總的增益能夠形成以5.5GHz為中心的頻率的帶通效應(yīng)。C3是匹配網(wǎng)絡(luò)的射頻對地電容。R4和C4構(gòu)成的R-C網(wǎng)絡(luò)通過C3提高放大器的穩(wěn)定性。Q2的源極通過背面過孔接地。

ADS不同的模型能夠?qū)崿F(xiàn)無源器件的非理想特性。封裝接線的耦合效應(yīng)在5GHz設(shè)計中比較明顯，各種模型通過仿真能夠精確的模仿實際性能。圖7顯示了理想元件下的5GHz低噪放仿真結(jié)果（a）和優(yōu)化后的非理想元件仿真結(jié)果（b）。

圖6、Schematic of a two-stage LNA for 5-6 GHz band

圖7、Gain， return loss and Noise Figure for ideal components （red） and non-ideal components （blue）

在S22表中顯示了非理想?yún)?shù)模型下增益峰值移動現(xiàn)象。更完全的仿真是在多端口S參數(shù)下進(jìn)行版圖仿真，如圖8所示。

圖8、Momentum simulation of the complete layout

仿真結(jié)果顯示電感耦合效應(yīng)明顯的影響了頻率響應(yīng)特性。電感耦合通過高電流密度區(qū)域影響了器件的1dB壓縮點性能，仿真結(jié)果如圖9

圖9、5 GHz LNA simulation result with Momentum data

圖10、Fabricated die picture of the dual band LNA

雙頻低噪放的測量與仿真結(jié)果對比如圖11和12。兩者之間的差異主要是晶圓與PCB地的相互作用和芯片塑料封裝造成的影響。這些因素導(dǎo)致器件的頻率響應(yīng)特性曲線移動和降低電路元件的Q值，進(jìn)一步影響到S22響應(yīng)特性和高頻增益曲線。忽視這些影響，符合WLAN 頻段的響應(yīng)曲線能夠表現(xiàn)出好的噪聲系數(shù)和增益特性。

圖11、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 2.4 GHz LNA

圖12、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 5-6 GHz LNA

結(jié)論

雙頻WLAN低噪放需要進(jìn)行權(quán)衡設(shè)計。文章中顯示的E-M仿真和電路級仿真都是緊湊設(shè)計中不可缺少的。在2.45GHz頻段，低噪放特行如下：增益17dB，電路14mA，噪聲系數(shù)0.9dB，輸入P-1dB是-5.5dBm，輸入IP3是5.5dBm。在5GHz頻段，低噪放特性如下：增益22-24dB，電路22mA，噪聲系數(shù)1.5dB，輸入P-1dB是-14dBm，輸入IP3是-2dBm。在模塊中采用了一種輸入匹配設(shè)計，這種雙頻低噪放采用3mm*3mm塑料封裝，只需要兩個額外的旁路電容即可實現(xiàn)器件性能。

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