數(shù)字電路設(shè)計

關(guān)于高速數(shù)字電路的電氣特性，設(shè)計重點大略可分為三項:

正時(Timing) :由于數(shù)字電路大多依據(jù)頻率信號來做信號間的同步工作，因此頻率本身的準(zhǔn)確度與各信號間的時間差都需配合才能正確運作，嚴(yán)格的控制線長，基版材質(zhì)等都成為重要的工作。

信號質(zhì)量(Signal Quality) :高速電路已不能用傳統(tǒng)的電路學(xué)來解釋。隨著頻率變高，信號線長已逐漸逼近電磁波長，此時諸如傳輸線原理(Transmission Line) 的分布電路(Distribute circuit) 的概念，需加以引進(jìn)才能解釋并改進(jìn)信號量測時所看到的缺陷。

電磁干擾(EMI) :需防范電路板的電磁波過強(qiáng)而干擾到其它的電路訊號。

傳輸速度的計算
信號質(zhì)量
阻抗不匹配

傳輸速度的計算
就傳輸線a點至b點，我們都必須計算訊號在電路板上的傳導(dǎo)速度才行，但這又和許多系數(shù)息
息相關(guān)，包括導(dǎo)體(通常為銅箔)的厚度與寬度，基板厚度與其材質(zhì)的電介系數(shù)(Permittivity)。
尤其以基板的電介系數(shù)的影響最大，一般而言，傳導(dǎo)速度與基板電介系數(shù)的平方根成反比。
以常見的FR-4而言，其電介系數(shù)隨著頻率而改變，其

公式:ε =4.97-0.257 log
以Pentium II 的頻率信號為例，其上升或下降緣速率典型值約在2V/ns，對2.5V的頻率信號而
言，從10%到90%的信號水平約需1ns的時間，依

公式:BW=0.35/
可知頻寬為350MHZ。代入公式可知電介系數(shù)大約是4.57。
如果傳導(dǎo)的是兩片無窮大的導(dǎo)體所組成的完美傳輸線，那么傳輸?shù)乃俣葢?yīng)為5.43 inch/ns。
但對電路板這種信號線(Trace)遠(yuǎn)比接地層要細(xì)長的情況，則可以用微條(Micro strip)或條線
(Strip line)的模型來估算。對于走在外層的信號線，以

微條的公式:inch/ns
可得知其傳輸速度約為6.98 inch/ns
對于走內(nèi)層的信號線，以

條線的公式:inch/ns
可得知其傳輸速度約為5.50 inch/ns
除此之外，也不要忽視貫穿孔(Via)的影響。一個貫穿孔會造成24 ps左右的延遲，舉例而言，頻率產(chǎn)生器到芯片A的頻率線長為12 inch，并打了4個貫穿孔；到B為7 inch，沒有貫穿孔，則兩者之間的頻率歪斜為(12-7)/6.98+(0.024X4)=0.81 ns。

信號質(zhì)量
比起模擬信號，數(shù)字信號對噪聲的抵抗能力較強(qiáng)，只要電位水平在一定范圍，就能正確判斷
出0與1。隨著電路速度愈來__________愈快，信號質(zhì)量愈來愈難以確保。信號的過高(Overshoot)，過低
(Undershoot)可能造成目標(biāo)(Target)芯片的損壞，振鈴波(Ring back)與矮化波(Runt)一旦使電
位水平落入0與1之間的灰色地帶，便可能造成0與1的誤判。

阻抗不匹配

分布電路
高速電路因操作頻率的升高，波長相對變短。當(dāng)波長與線路的長度接近到相近的數(shù)量級之內(nèi)
時，我們開始必須把信號當(dāng)成電磁波的波動來看。如傳輸線原理，在信號上升(下降)緣的變
化時間內(nèi)，信號若未能傳至彼端再反射回來，則需考慮電磁波的效應(yīng)。以Pentium II頻率產(chǎn)生
器的例子而言，它的上升時間約1ns，在6.98 inch。因此當(dāng)線長超過3.49 inch時，不以傳輸線
的角度來看待這條頻率信號線是不行的。
信號的輸出阻抗為ZG，負(fù)載為ZL，傳輸線特性組特性阻抗(Intrinsic Impedance)為Z0，則
ZG=Z0=ZL便是阻抗匹配。以負(fù)載端而言，當(dāng)Z0=ZL，所有傳輸在線的能量與信號會完完
全全的送至負(fù)載端；若不然，便會有部份的能量反射回輸出端。

阻抗的計算
在高頻的情況下，電阻(R)與電導(dǎo)(G)的因素可被忽略，舉例來說，一般的印而電路板，電感
為500nH/m，電容為100pF/m，此時Z0=√500nH/100pF=70.7 ohm。

電流開關(guān)噪聲
現(xiàn)代的芯片所耗的電流都十分驚人，因此在內(nèi)部的功能或信號的開關(guān)之間，常引起電源的不
穩(wěn)定。而這種不穩(wěn)定的問題，可分做兩方面來談:
A. 因為開關(guān)的速度太快，使得在遠(yuǎn)方的電流供應(yīng)器無法及時供給適當(dāng)?shù)哪芰?。此時解決之
道是在芯片旁邊擺上電容來供應(yīng)及時電流。
B. 因為芯片的電源或接地接腳有電感存在，因此在電流突然變化時，在接腳上將有壓差在。
在多條數(shù)據(jù)線從1變?yōu)?時，芯片組的接地腳上瞬間流過大量電流而造成的電位差。
此時芯片組接地已不是0伏，而造成信號上出現(xiàn)隆起小丘的現(xiàn)象，稱為觸地反彈(Ground
bounce)。其解決方式，是減少接腳的電感，如選擇BGA這種接腳極短的包裝；并在接地處多
用幾個貫穿孔連接到地，以并聯(lián)減少電感。

電容擺設(shè)位置
以頻率產(chǎn)生器的例子而言，其上升緣時間為1ns，此段時間內(nèi)信號行進(jìn)距離為5.43 inch。要能
及時供應(yīng)電源，一個大約的估算公式是L/12，亦即0.45 inch，或1.15 cm內(nèi)的電容才能完全發(fā)
揮作用。超過這個距離，則效用將會減弱。例如，距離成為兩倍的2.3cm，電容的作用將只
剩1/8。

隔線干擾(Cross Talk)
有些訊號，尤其是固定周期訊號的頻率訊號(clock)，帶有強(qiáng)烈的高頻成分。當(dāng)它與其它的訊
號線太靠近時，會將這些已達(dá)RF頻率的能量傳到其它的訊號上，帶來EMI的困擾。尤其若是
被感染的訊號線接往I/O的連接頭時，這個問題就更加嚴(yán)重。
隔線干擾對EMI而言，通常要求信號線對中心對信號線中心的距離，維持3倍信號線寬度的距
離，稱為3W法則。
3W法則可保持70%電場不互相干擾，若要達(dá)到98%的電場不互相干擾，可使用10W的間距。

濾波電容與電感
為了去除信號上高頻成分對EMI的不良影響，工程師常在信號在線加上濾波用的電容與電
感。通常而言，并聯(lián)旁路電容可去除I/O連接頭與信號在線的差動模式(differential-mode) RF
電流；串聯(lián)電感則可以去除信號在線的共通模式(common-mode) RF電流。
值得注意的是，這些濾波電容與電感除了濾去高頻噪聲外，也會濾去信號的高頻部份，使得
信號的上升時間與下降時間變慢。因此最大多數(shù)是應(yīng)用在信號頻率不高，但EMI問題最容易
凸顯的I/O信號線部份。

電源層與接地層的隔離(Isolation)
由于電路板上有速度高的主總線，內(nèi)存等等的線路，也有速度不快的傳統(tǒng)I/O線路，因此
常常將慢速的部份，尤其是會將噪聲從I/O纜線帶出的I/O部份與其它部份相隔離。
常見的作法，是以至少50 mils寬的壕溝將兩邊的電源層與接地層相隔離，只留一小截的通道
與主要的電源層和接地層連接。I/O信號線便從這信道的上方通過，以避免跨越壕溝增大電流
回流圈的問題。

結(jié)論
數(shù)字電路的設(shè)計若能從布局(Layout)階段就謹(jǐn)慎的規(guī)_____畫，測試時又對重要信號詳細(xì)測量，如減少電源路徑的阻抗，讓信號線阻抗匹配，盡量讓信號線之間的間距加大，盡量讓信號線走直走短(除
非有正時的考慮)等等。