電流驅(qū)動同步整流反激變換器的研究

摘要：分析了工作在恒頻DCM方式下的反激同步整流變換器。為了提高電路的效率，采用了一種能量反饋的電流型驅(qū)動電路來控制同步整流管。分析了該驅(qū)動電路的工作原理，并給出了設(shè)計公式。實驗結(jié)果表明該方法提高了反激變換器效率的有效性。

關(guān)鍵詞：反激；同步整流；能量反饋；電流驅(qū)動ResearchonaFlybackConverterUsing

1引言

隨著數(shù)字處理電路（data?processingcircuits）的工作電壓的持續(xù)下降，保持電路的高效率受到了很大的技術(shù)挑戰(zhàn)。這是由于在低壓電源中，二極管的正向壓降引起的損耗占了電路總損耗的50％以上。由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低導(dǎo)通電阻，在大量的電路中都用來代替效率低的肖特基二極管，特別是在低壓電源中[1]。

反激是一種廣泛應(yīng)用于小功率的拓?fù)洌捎谥挥幸粋€磁性元件，而具有體積小，成本低的優(yōu)點。但是，目前同步整流在正激電路中的應(yīng)用比較多，而在反激電路中的應(yīng)用卻很少。這是由于正激電路比較適合大電流輸出，能夠更好地體現(xiàn)同步整流的優(yōu)勢；另外一個原因是可采用簡單的自驅(qū)動，而反激電路原邊開關(guān)和副邊開關(guān)理論上會有共通。但是，如果考慮到實際電路中變壓器的漏感，則這種情況是不會產(chǎn)生的，所以當(dāng)輸出電流不是很大時，采用反激電路還是值得考慮的。本文將對工作在DCM方式下的同步反激電路進(jìn)行分析。

同步整流中最重要的一個問題是同步管的驅(qū)動設(shè)計。同步管的驅(qū)動大體上可以分為自驅(qū)動（self?driv

en）和他驅(qū)動（control?driven），本文介紹了一種能量反饋的自驅(qū)動電路。

2同步整流在反激電路中的應(yīng)用

帶有同步整流的反激電路如圖1所示。一般來說，電路可以工作在CCM或DCM方式，開關(guān)頻率可以是恒頻（CF），也可以是變頻（VF）。下面主要對工作在恒頻DCM方式的工作過程進(jìn)行分析。主要波形如圖2所示。在DCM方式下工作時，原邊開關(guān)開通時儲存在變壓器勵磁電感上的能量在開關(guān)關(guān)斷時全部傳送到副邊。從圖2可以看出，在原邊開關(guān)開通之前，副邊電流已經(jīng)為零了。由于MOSFET具有雙向?qū)щ娞匦裕詾榱朔乐垢边呺娏髂媪?，必須在其到達(dá)零點時（即t3）或很短的一小段時間里關(guān)斷SR。因此，DCM方式下工作的反激電路必須要有一個零電流檢測環(huán)節(jié)來控制電路。

在t3時刻SR關(guān)斷以后，勵磁電感Lm和電容Ceq=Csw＋進(jìn)行諧振，諧振阻抗為：

Zm=（1）

直到t5時刻原邊開關(guān)開通為止。同時，由于VDS的存在，原邊開關(guān)開通時的開通損耗為：

圖1帶同步整流的反激電路

圖2DCM方式下的反激主要波形

圖3傳統(tǒng)的電流型驅(qū)動電路

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVo?Von?Vin＋nV；

Vo為輸出電壓；

fs為開關(guān)頻率。

也就是說，當(dāng)原邊開關(guān)在諧振電壓的峰值開通時，電路的效率最低，相反，在谷值開通時，電路的效率最高。因為諧振的時間tDCM=t5－t4會隨著輸入電壓的變化而變化，即Von會隨著輸入電壓的變化而變化，從而電路的效率會隨著輸入電壓的變化而發(fā)生擾動。另一方面，由于SR的輸出電容CSW比一般的肖特基二極管要大，由式（1）可知，采用同步整流的電路的諧振電流要比采用肖特基二極管的電路大，這個電流流過SR，從而產(chǎn)生比較大的損耗。所以，如果電路的器件或者參數(shù)設(shè)計不當(dāng)，用SR來代替二極管不一定能提高效率。

這個電路的另一種工作方式VFDCM就是基于這種思想產(chǎn)生的。t3時刻SR關(guān)斷后，在VDS第一次到達(dá)谷底時（見圖2的t4時刻）開通原邊開關(guān)，就可以達(dá)到減小開關(guān)損耗的目的，可以從整體上提高電路效率。

3同步整流管的驅(qū)動

SR的驅(qū)動是同步整流電路的一個重要問題。有的電路可以采用自驅(qū)動，典型的電路比如采用有源箝位的正激電路，這種驅(qū)動由于是利用變壓器副邊的電壓來驅(qū)動SR，不必另加電路，即節(jié)約了成本，又提高了電路的效率。而有的時候為了能夠更靈活地控制SR，則可以采用他驅(qū)動。

如前所述，只要采用零電流檢測技術(shù)，反激電路也是可以采用自驅(qū)動。傳統(tǒng)的電流驅(qū)動電路如圖3所示。這種驅(qū)動電路是消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測線圈的壓降必須盡可能低。實際電路中一般要達(dá)到整流管壓降的1/10。比如說，在圖3中，如果VSR=0.1V，則VCS要在0.01V左右。而SR的驅(qū)動電壓至少要5V，這樣會導(dǎo)致N2和N1的匝數(shù)比非常大。這不僅使得電流檢測裝置非常笨重，而且會增大漏感，影響到同步管的迅速開通。這也是這種電路不適合在高頻下工作的原因。

為了解決電流檢測電路所引起的損耗問題，提出了具有能量反饋（energyrecovery）的電流檢測電路[2]，如圖4所示。

這個電路增加了一個能量反饋部分，通過N3和N4的作用，把電流檢測的能量反饋到一個直流源里，這個直流源可以是電路中的任一直流電壓，一般用輸出電壓來代替。有了這個電路后，VCS可以設(shè)計得比VSR還高，而不會引入額外的損耗。這樣就解決了傳統(tǒng)電流驅(qū)動電路匝數(shù)比大的缺點。

電路的基本工作過程如下，當(dāng)電流從SR的源極流向漏極時，線圈N1上也流過同方向的電流，折算到線圈N2上的電流給SR的門極電容充電，當(dāng)門極電壓VGS折算到N3等于Vo時，二級管D1導(dǎo)通并且把能量從N1傳遞到直流源Vo。適當(dāng)設(shè)計N2和N3的匝數(shù)比，N2上的電壓可以用來驅(qū)動SR，只要SR上的電流持續(xù)流過N1，直流源Vo保持不變，SR的驅(qū)動電壓就不會隨著輸入電壓的變化而變化。當(dāng)流經(jīng)SR的電流降到零并且要反向流時，二級管D1關(guān)斷，D2開通進(jìn)行磁復(fù)位。SR的門極電壓為負(fù)，從而關(guān)斷。因此沒有反向電流流過SR。在這種電流驅(qū)動電路中，SR的特性就像一個理想的二極管一樣。

(a)Vin=40V時VDS(SW)與ipri波形?????? (b)Vin=40V時VSR與isec波形

(c)Vin=60V時VDS(SW)與ipri波形?????? (d)Vin=60V時VSR與isec波形

圖5實驗波形

如上所述，流過N1上的電流除了折算到N2給門極電容充電外，還要有額外的電流來導(dǎo)通D1，這樣才可以把N2的電壓箝住。從另一個角度來說，也就是流過N2的勵磁電流不能太大，這可以通過適當(dāng)設(shè)計勵磁電感來實現(xiàn)[2]：

Lm?（3）

式中：D為SR的占空比；

Ts為開關(guān)周期；

ISR－P為流過SR的電流峰值；

Vo為輸出電壓。

文獻(xiàn)[2]對這個電路的穩(wěn)態(tài)過程，瞬態(tài)過程進(jìn)行了詳細(xì)的分析,考慮到電路的具體參數(shù)以及電路的損耗，電流驅(qū)動電路的匝數(shù)比可以由式（4）～式（6）決定：

Vg(on)=Vo（4）

D≤（5）=（6）

式中：Vg(on)為SR的柵極驅(qū)動電壓；

N1～N4為對應(yīng)線圈的匝數(shù)；

VF?D1為二極管D1的正向?qū)▔航担?

Vth為SR的柵極門檻電壓；

VF?BD為SR的體二極管正向?qū)▔航怠?

4實驗結(jié)果

設(shè)計了一個開關(guān)頻率為100kHz的反激電路，其輸入電壓為40～60V，輸出電壓5V，輸出電流2.5A。同步整流管采用STP40NF03L，電壓30V，電流40A，導(dǎo)通電阻<0.022Ω，柵極電容約為750pF。電流驅(qū)動變壓器的匝數(shù)比為2:58:29:25(N1～N4)。圖5為實驗波形。圖5(a)是輸入電壓為40V時原邊開關(guān)的漏源極電壓和流過開關(guān)的電流波形。圖5(b)是輸入電壓為40V時SR的驅(qū)動電壓和流過SR的電流波形。圖5(c)和圖5(d)是輸入電壓為60V時相應(yīng)的波形。

5結(jié)語

同步整流在反激電路中的應(yīng)用雖然不多，但是當(dāng)輸出電流不大時，反激電路還是一個不錯的選擇。同時，采用能量反饋驅(qū)動電路來控制反激同步整流管，提高了電路的效率。這種驅(qū)動電路還具有適合于各種拓?fù)涞葍?yōu)點。