1引言

近年來(lái)，SPWM逆變器已經(jīng)在許多交流電能調(diào)節(jié)系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用，相對(duì)于半橋而言，全橋逆變器的開(kāi)關(guān)電流減小了一半，因而更適合于大功率場(chǎng)合。在SPWM全橋逆變器中，為實(shí)現(xiàn)輸入輸出之間的電氣隔離和得到合適的輸出電壓幅值，一般在輸出端接有基頻交流變壓器。而在輸出變壓器中，由于各種原因引起的直流偏磁問(wèn)題致使鐵心飽和，從而加大了變壓器的損耗，降低了效率，甚至?xí)鹉孀兤黝嵏?，?yán)重影響了SPWM全橋逆變器的正常運(yùn)行，必須采取措施加以解決。

隨著高頻開(kāi)關(guān)器件的發(fā)展，模擬瞬時(shí)值反饋控制使SPWM逆變器獲得了優(yōu)良的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性和較小的諧波畸變率。但模擬控制存在著分散性大、溫度漂移及器件老化等不利因素，因而給設(shè)備調(diào)試及維護(hù)造成許多困難。數(shù)字控制克服了模擬控制的上述缺點(diǎn)，并具有硬件簡(jiǎn)單、調(diào)試方便、可靠性高的優(yōu)勢(shì)，因而引起了高度的重視。 本文在對(duì)SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機(jī)理分析的基礎(chǔ)上，提出了一種數(shù)字PI控制方案，通過(guò)采樣輸出變壓器原方電流來(lái)調(diào)整觸發(fā)脈沖寬度。該方案利用DSP芯片TMS320F240在一臺(tái)全數(shù)字化6kW、400Hz中頻逆變電源上得以實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提出的方案較好地抑制了輸出變壓器的直流偏磁。

2直流偏磁

DSP控制的SPWM全橋逆變器如圖1所示。直流偏磁是指由于輸出變壓器原邊電壓正負(fù)波形不對(duì)稱，引起變壓器鐵心工作磁滯回線中心點(diǎn)偏離零點(diǎn)，從而造成磁工作狀態(tài)不對(duì)稱的現(xiàn)象。變壓器工作時(shí)，磁感應(yīng)強(qiáng)度B的變化率為B=dt（1）

勵(lì)磁電流Iμ的變化率為Iμ=dt（2）

圖1DSP控制的SPWM全橋逆變器

圖2無(wú)直流偏磁時(shí)波形圖

（a）SPWM波形（b）磁感應(yīng)強(qiáng)度B

（a）SPWM波形（b）磁感應(yīng)強(qiáng)度B

圖3有正直流偏磁時(shí)波形圖

式中：U1——變壓器原邊電壓；

N1——變壓器原邊繞組匝數(shù)；

Ae——變壓器鐵心截面積；

Lo——變壓器鐵心磁路長(zhǎng)度；

μ0——空氣磁導(dǎo)率；

μr——變壓器鐵心相對(duì)磁導(dǎo)率。

如圖2所示，在SPWM全橋逆變器中，若輸出變壓器原邊電壓正負(fù)半周波形對(duì)稱，正負(fù)半波伏秒積相等，鐵心磁工作點(diǎn)將以原點(diǎn)為中心沿著磁滯回線對(duì)稱地往復(fù)運(yùn)動(dòng)。反之，若輸出變壓器原邊電壓正負(fù)波形不對(duì)稱，正負(fù)半波伏秒積不等，則使正負(fù)半波磁感應(yīng)強(qiáng)度幅值不同，磁工作區(qū)域?qū)⑵虻谝换虻谌笙?，即形成直流偏磁如圖3所示。

造成原邊電壓正負(fù)波形不對(duì)稱的原因，主要有以下幾個(gè)方面：

1）由于主電路中功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)飽和壓降不同，使得加在變壓器原邊的電壓正負(fù)波形幅值不等；

2）由于控制系統(tǒng)中正弦調(diào)制波或三角載波存在直流分量；或是由于四路脈沖分配及死區(qū)形成電路不對(duì)稱；或是由于采用波形校正技術(shù)來(lái)對(duì)脈寬進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)；或是由于主電路中功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的存儲(chǔ)時(shí)間不一致；使得加在變壓器原邊的電壓正負(fù)波形脈寬不等； 3）由于SPWM逆變器在短路保護(hù)或關(guān)機(jī)時(shí)采用驅(qū)動(dòng)脈沖瞬時(shí)封鎖法，工作周期不完整，導(dǎo)致變壓器鐵心的剩磁過(guò)高，使得變壓器鐵心的磁工作區(qū)域偏離零點(diǎn)。

由上述分析可知，在SPWM全橋逆變器中必然存在著直流偏磁。如前所述，直流偏磁會(huì)導(dǎo)致鐵心飽和，不僅加大了變壓器的損耗，降低了效率，增大了噪聲；而且使兩路功率開(kāi)關(guān)管中的電流不平衡，降低了管子的有效利用率。如果偏磁繼續(xù)積累，鐵心進(jìn)入深度飽和，磁工作點(diǎn)進(jìn)入非線性區(qū)，變壓器鐵心相對(duì)導(dǎo)磁率μr將迅速減小。由式(2)可見(jiàn)，這將導(dǎo)致勵(lì)磁電流Iμ迅速增大，甚至?xí)鹉孀冾嵏?，使功率開(kāi)關(guān)管因過(guò)流而損壞，嚴(yán)重影響了SPWM全橋逆變器的正常運(yùn)行，因此必須采取措施加以解決。

為解決SPWM全橋逆變器中存在的直流偏磁問(wèn)題，一般可采取如下措施：

1）變壓器鐵心加氣隙，增加鐵心的磁阻，提高變壓器抗直流偏磁的能力；磁通密度按單相工作狀態(tài)選取，但這樣卻降低了鐵心的利用率，增大了變壓器的體積和重量。

2）變壓器原邊繞組串接一個(gè)無(wú)極性隔直電容，這種方案一般僅適合于小功率逆變電源，而不適合于中大功率逆變電源。這一方面是因?yàn)闊o(wú)極性電容耐壓和容量的限制，需要大量的電容進(jìn)行串并聯(lián)，從而大大增加了成本、體積和重量；另一方面是因?yàn)橹麟娐分写敫糁彪娙?，降低了功率傳遞效率，影響了逆變器的動(dòng)態(tài)特性。 3）選擇飽和壓降和存儲(chǔ)時(shí)間特性一致的功率開(kāi)關(guān)管用于SPWM全橋逆變器，減小控制電路的脈寬失真和驅(qū)動(dòng)延時(shí)。

4）在動(dòng)態(tài)情況下限制控制信號(hào)的最大變化率，使正負(fù)半波盡量對(duì)稱，但這樣卻降低了逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

5）逆變器采用軟啟動(dòng)和軟關(guān)機(jī)技術(shù)，使變壓器

()

控制技術(shù)

圖4抗直流偏磁數(shù)字PI控制器

剩磁很小，防止開(kāi)機(jī)時(shí)產(chǎn)生瞬態(tài)飽和。 此外，一些資料也提出了一些抗直流偏磁的控制方案，如文獻(xiàn)[1]提出的逐脈沖電流檢測(cè)法，文獻(xiàn)[2]提出的電流型PWM控制法，文獻(xiàn)[3]提出的采樣保持法，文獻(xiàn)[4]提出的雙環(huán)控制法等等，但這些方法均只適用于DC/AC/DC變換器中的逆變器部分。文獻(xiàn)[5]提出的靜態(tài)補(bǔ)償和適時(shí)補(bǔ)償法較好地解決了SPWM全橋逆變器中存在的直流偏磁問(wèn)題，但卻屬于模擬控制。本文通過(guò)采樣輸出變壓器原邊電流，通過(guò)數(shù)字PI控制器來(lái)調(diào)整觸發(fā)脈沖寬度，較好地解決了全數(shù)字化SPWM逆變電源中存在的直流偏磁問(wèn)題。

3數(shù)字PI抗直流偏磁

在SPWM全橋逆變器中，輸出變壓器的原邊電流為折算到原邊的副邊電流與原邊的勵(lì)磁電流之和。如上所述，當(dāng)發(fā)生直流偏磁時(shí)，在第一或第三象限，變壓器鐵心相對(duì)導(dǎo)磁率μr迅速減小，某一方向的勵(lì)磁電流Iμ以指數(shù)規(guī)律迅速增大，導(dǎo)致輸出變壓器原邊電流的直流分量也迅速增大。因此，SPWM全橋逆變器的直流偏磁問(wèn)題，可歸結(jié)為輸出變壓器原邊電流的直流分量的產(chǎn)生和迅速增長(zhǎng)的問(wèn)題。如果能將原邊電流的直流分量迅速檢測(cè)出來(lái)，并加以控制使之減小，就可以解決直流偏磁問(wèn)題，使SPWM全橋逆變器正常運(yùn)行。

在輸出變壓器中，勵(lì)磁電流一般僅占原邊電流的2％，因此原邊電流直流分量的檢測(cè)必須首先濾除勵(lì)磁電流中的基波及高頻成分，然后再將剩下的直流分量放大后用于控制。勵(lì)磁電流中直流分量的提取有硬件提取和軟件提取兩種方法。硬件提取可先經(jīng)有源濾波，再通過(guò)A/D口讀入直流量實(shí)現(xiàn)；軟件提取則通過(guò)原邊電流瞬時(shí)雙極性A/D采樣并通過(guò)一定的濾波算法來(lái)實(shí)現(xiàn)。

圖4給出了SPWM全橋逆變器抗直流偏磁數(shù)字PI控制器的原理框圖。對(duì)控制器而言，要求原邊電流直流分量以最小誤差收斂到零，并滿足一定的動(dòng)態(tài)指標(biāo)。

數(shù)字PI控制器使誤差I(lǐng)e（K）為一個(gè)很小的值，誤差I(lǐng)e(K)定義為

Ie(K)=0－i1dc(K)(3)

式中：i1dc(K)為所提取的原邊電流直流分量。

數(shù)字PI控制器根據(jù)i1dc(K)來(lái)產(chǎn)生所要求的控制量u(z)=KpIe(z)＋I(xiàn)e(z)(4)

采用增量式PI控制算法，其增量表達(dá)式為：

u(K)=u(K－1)＋Δu(K)（5）

Δu(K)=Kp[Ie(K)＋I(xiàn)e(K－1)]＋KIIe(K)（6）

數(shù)字PI控制器在過(guò)去幾十年里得到了廣泛的應(yīng)用，其實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單直觀、魯棒性好、可靠性高，在一定的運(yùn)行范圍內(nèi)可以獲得較為滿意的控制效果。在本文中，采樣輸出變壓器原邊電流用于反饋，通過(guò)數(shù)字PI控制器得出的控制量可用于對(duì)SPWM驅(qū)動(dòng)脈寬進(jìn)行修正，以減小原邊電流中的直流分量，把變壓器的直流偏磁限制在較小的范圍之內(nèi)。

此外，在程序中也采用軟啟動(dòng)技術(shù)，使變壓器剩磁很小，防止開(kāi)機(jī)時(shí)產(chǎn)生瞬態(tài)飽和。為防止驅(qū)動(dòng)脈沖過(guò)窄而丟失造成直流偏磁，對(duì)SPWM驅(qū)動(dòng)波形的最小占空比進(jìn)行了限制。為避免空載－滿載或滿載－空載等動(dòng)態(tài)過(guò)程中，勵(lì)磁電流急劇增大而燒毀功率開(kāi)關(guān)管，程序中還采用了直流母線電流滯環(huán)封鎖技術(shù)：當(dāng)直流母線電流超過(guò)滯環(huán)上限值時(shí)，則封鎖相應(yīng)驅(qū)動(dòng)脈沖，直到電流減小到滯環(huán)下限值時(shí)，再開(kāi)放控制脈沖，從而避免逆變顛覆，有效地保護(hù)了開(kāi)關(guān)管。

4物理實(shí)現(xiàn)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文采用德州儀器公司（TI）提供的DSP芯片TMS320F240來(lái)實(shí)現(xiàn)SPWM全橋逆變器的數(shù)字控制。TMS320F240具有許多優(yōu)良的特性，諸如采用先進(jìn)的哈佛型結(jié)構(gòu)、50ns指令周期時(shí)間、16×16位硬件乘法器、32位算術(shù)邏輯單元、544字×16位片內(nèi)RAM、16k字×16位片內(nèi)FLASHROM及224k字×16位存儲(chǔ)器地址范圍。為適用于功率變換器領(lǐng)域，TMS320F240還集成了先進(jìn)的外圍設(shè)備，包括含12路PWM通道的事件管理器模塊、雙10位A/D轉(zhuǎn)換模塊、基于鎖相環(huán)的時(shí)鐘模塊、看門狗定時(shí)器、串行通信

DSP控制SPWM全橋逆變器直流偏磁的研究

（a）驅(qū)動(dòng)波形（b）uab波形

（a）i1波形（b）uo波形

圖5實(shí)驗(yàn)波形

接口、串行外設(shè)接口、6種外部中斷和28個(gè)獨(dú)立編程多路復(fù)用I/O引腳。

本文介紹的數(shù)字PI抗直流偏磁方案已在一臺(tái)直流175～320V輸入，交流400Hz、230V、6kW輸出的××艇中頻逆變電源中得到應(yīng)用。為簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，提高可靠性，主電路采用三菱公司的IPM模塊PM200DSA120。為降低開(kāi)關(guān)損耗，此模塊開(kāi)關(guān)頻率為10kHz。為消除高頻噪聲，減小濾波電路的體積和重量，采用單極倍頻技術(shù)使輸出變壓器原邊的SPWM波形的最低次諧波為20kHz。逆變器滿載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形圖5所示，其中圖5(a)為S1和S3的驅(qū)動(dòng)波形，圖5(b)為逆變橋臂輸出電壓uab的波形，圖5(c)為逆變器原邊電流i1波形，圖5(d)為逆變器輸出電壓uo的波形。

5結(jié)語(yǔ)

在對(duì)SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機(jī)理分析的基礎(chǔ)上，提出了一種數(shù)字PI控制方案，通過(guò)采樣輸出變壓器原邊電流，并提取其直流分量來(lái)調(diào)整觸發(fā)脈沖寬度。該方案采用DSP芯片TMS320F240，在一臺(tái)全數(shù)字化6kW、400Hz中頻逆變電源上得以實(shí)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提出的方案在很大程度上減小了偏磁所引起的噪聲，較好地解決了輸出變壓器的直流偏磁問(wèn)題。

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