igbt模塊逆變器電路圖設計（一）

太陽能光伏發(fā)電的實質(zhì)就是在太陽光的照射下，太陽能電池陣列（即PV組件方陣）將太陽能轉換成電能，輸出的直流電經(jīng)由逆變器后轉變成用戶可以使用的交流電。以往的光伏發(fā)電系統(tǒng)是采用功率場效應管MOSFET構成的逆變電路。然而隨著電壓的升高，MOSFET的通態(tài)電阻也會隨著增大，在一些高壓大容量的系統(tǒng)中，MOSFET會因其通態(tài)電阻過大而導致增加開關損耗的缺點。在實際項目中IGBT逆變器已經(jīng)逐漸取代功率場效應管MOSFET，因為絕緣柵雙極晶體管IGBT通態(tài)電流大，正反向組態(tài)電壓比較高，通過電壓來控制導通或關斷，這些特點使IGBT在中、高壓容量的系統(tǒng)中更具優(yōu)勢，因此采用IGBT構成太陽能光伏發(fā)電關鍵電路的開關器件，有助于減少整個系統(tǒng)不必要的損耗，使其達到最佳工作狀態(tài)。在實際項目中IGBT逆變器已經(jīng)逐漸取代功率場效應管MOSFET。

圖1：太陽能光伏發(fā)電流程

IGBT逆變器的工作原理

逆變器是太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)中的關鍵部件，因為它是將直流電轉化為用戶可以使用的交流電的必要過程，是太陽能和用戶之間相聯(lián)系的必經(jīng)之路。因此要研究太陽能光伏發(fā)電的過程，就需要重點研究逆變電路這一部分。如圖2（a）所示，是采用功率場效應管MOSFET構成的比較簡單的推挽式逆變電路，其變壓器的中性抽頭接于電源正極，MOSFET的一端接于電源負極，功率場效應管Q1，Q2交替的工作最后輸出交流電力，但該電路的缺點是帶感性負載的能力差，而且變壓器的效率也較低，因此應用起來有一些條件限制。采用絕緣柵雙極晶體管IGBT構成的全橋逆變電路如圖2（b）所示。其中Q1和Q2之間的相位相差180°，其輸出交流電壓的值隨Q1和Q2的輸出變化而變化。Q3和Q4同時導通構成續(xù)流回路，所以輸出電壓的波形不會受感性負載的影響，所以克服了由MOSFET構成的推挽式逆變電路的缺點，因此采用IGBT構成的全橋式逆變電路的應用較為廣泛一些。

圖2：MOSFET逆變器和IGBT逆變器電路圖對比

絕緣柵雙極晶體管IGBT是相當于在MOSFET的漏極下增加了P+區(qū)，相比MOSFET來說多了一個PN結，當IGBT的集電極與發(fā)射極之間加上負電壓時，此PN結處于反向偏置狀態(tài)，其集電極與發(fā)射極之間沒有電流通過，因此IGBT要比MOSFET具有更高的耐壓性。也是由于P+區(qū)的存在，使得IGBT在導通時是低阻狀態(tài)，所以相對MOSFET來說，IGBT的電流容量要更大一些。

igbt模塊逆變器電路圖設計（二）

IGBT逆變器電路設計

逆變電路中的前級DC-DC變換器部分采用PIC16F873單片機為控制核心，后級DC-AC部分采用高性能DSP芯片TMS320F240為控制核心的全橋逆變電路。為了提升太陽能光伏發(fā)電逆變器的效率，可以通過降低逆變器損耗的方式來完成，其中驅動損耗和開關損耗是重點解決對象。降低驅動損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的柵極特性，降低開關損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的控制方式，因此針對驅動損耗和開關損耗的特性提出以下解決方案。

1、驅動電路

驅動電路是將主控制電路輸出的信號轉變?yōu)榉夏孀冸娐匪枰尿寗有盘?，也就是說它是連接主控制器與逆變器之間的橋梁，因此驅動電路性能的設計是至關重要的。采用EXB841集成電路構成IGBT的柵極驅動電路如圖3所示，EXB841的響應速度快，可以通過控制其柵極的電阻來降低驅動損耗，提高其工作效率。EXB841內(nèi)部有過電流保護電路，減少了外部電路的設計，使電路設計更加簡單方便。比較典型的EXB841的應用電路，一般是在IGBT的柵極上串聯(lián)一個電阻Rg，這樣是為了可以減小控制脈沖前后的震蕩，而選取適當Rg的阻值則對IGBT的驅動有著相當重要的影響。此次電路在EXB841典型應用電路的基礎上，優(yōu)化IGBT柵極上串聯(lián)的電阻，使其在IGBT導通與關斷時，其電阻隨著需要而有所變化。

圖3:EXB843集成電路構成IGBT的驅動電路圖

具體實施如下：采用Rg2和VD1串聯(lián)再與Rg1并聯(lián)，當IGBT導通時，由驅動電路內(nèi)部EXB841的3腳輸出正電壓，VD1導通，Rg1和Rg2共同工作，因為并聯(lián)后的總電阻小于每一個支路的分電阻，所以串聯(lián)在柵極上的總電阻Rg的值比Rg1，Rg2的值都要小，這樣使得開關時間和開關損耗隨著總電阻值的減小而減少，進而降低驅動損耗。當IGBT關斷時，該驅動電路內(nèi)部EXB841的5腳導通，3腳不導通，IGBT的發(fā)射極提供負電壓，使得與Rg2串聯(lián)的VD1截止，Rg1工作，Rg2不工作，此時串聯(lián)在柵極上的總電阻Rg的值就是Rg1的阻值，這樣在關斷IGBT時不會因為柵極間的電阻過小而導致器件的誤導通，進而提高了工作效率。

2、軟開關DC-DC變換電路

針對開關損耗，采用軟開關技術。軟開關技術是相對于硬開關而言的，傳統(tǒng)的開關方式稱為硬開關，所謂軟開關技術就是半導體開關在其導通或關斷時的時間很短，使流過開關的電流或加在開關的電壓很小，幾乎為零，從而降低了開關損耗。實質(zhì)是通過提高開關頻率來減小變壓器和濾波器的體積和重量，進而大大提高變換器的功率密度，降低了開關電源的音頻噪聲，從而減小了開關損耗。當IGBT功率開關管導通時，加在兩端的電壓為零稱為零電壓開關，IGBT關斷時，流過其上的電流為零稱為零電流開關。由于IGBT具有一定的開關損耗，所以采用移相全橋零電壓零電流PWM軟開關變換器（如圖4所示），結構簡單沒有有損元件，減少了IGBT尾電流的影響，進而減少了開關損耗，提高了逆變器的效率。

圖4：軟開關DC-DC變換電路圖

Q1～Q4是4個IGBT功率開關管，其中Q1和Q3為超前臂，Q2和Q4為滯后臂，Q1和Q3超前于Q2和Q4一個相位，當Q1和Q4關斷，Q2和Q3導通時，UAB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C1被電源電壓V1充電。當Q3由導通到關斷時，電容器C3被充電，電感L1釋放能量，使得電容器C1諧振放電，直到電容器C1上的電壓為零，使Q1具備了零電壓導通的條件，同理可知超前臂Q3的零電壓導通原理。當Q1和Q4導通，Q2和Q3關斷時，AB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C3處于充電狀態(tài)，當Q1和Q4持續(xù)導通時，電感L2與電容C8產(chǎn)生諧振，因此，電容C8被充電。當Q1由導通到關斷時，電容C1被充電，使得C3開始放電，AB兩端電壓減小，使得C8諧振放電，C8持續(xù)放電，最后使得二極管D7續(xù)流，Q4的驅動脈沖持續(xù)下降直到零，最終完成了Q4的零電流關斷。同理可知滯后臂Q2的零電流關斷原理。

因此可以說超前臂Q1和Q3分別通過并聯(lián)電容器C1和C3來完成零電壓導通和關斷，進而減小開關損耗；滯后臂Q2和Q4則是通過輔助電路中對C8放電，使流過變壓器原邊的電流減小到零進而完成零電流導通和關斷。

電路模擬結果

根據(jù)以上電路設計，實驗模擬結果如圖5所示。

一般電路波形接近方波部分說明其輸出含有較多的諧波分量，這樣會使系統(tǒng)產(chǎn)生不必要的附加損耗，如圖5是采用IGBT的改進電路，其波形很接近正弦波，理想的正弦波其總諧波畸變度為零，但實際生活中很難達到這樣的水準，因此基本達到要求，同時由于PIC16F873單片機具有多路PWM發(fā)生器，又具有更好的輸出正弦波的特點，因此驗證了設計的可行性，達到了預期效果。

通過對器件的比較與分析，電路的改進與優(yōu)化，集成電路EXB841本身內(nèi)部含有過電流保護電路，解決了絕緣柵雙極晶體管IGBT對驅動電路部分的要求，而且減少了外部電路的設計，使得整個設計過程簡單、方便。軟開關技術則解決了IGBT導通與關斷時流過電流與其上電壓過大的問題，最終整個系統(tǒng)的驅動損耗和開關損耗大大減少，輸出波形是較為穩(wěn)定的正弦波，進而提高了整個系統(tǒng)的工作效率。

igbt模塊逆變器電路圖設計（三）

下圖為M57962L驅動器的內(nèi)部結構框圖，采用光耦實現(xiàn)電氣隔離，光耦是快速型的，適合高頻開關運行，光耦的原邊已串聯(lián)限流電阻（約185 Ω），可將5 V的電壓直接加到輸入側。它采用雙電源驅動結構，內(nèi)部集成有2 500 V高隔離電壓的光耦合器和過電流保護電路、過電流保護輸出信號端子和與TTL電平相兼容的輸入接口，驅動電信號延遲最大為1.5us。

當單獨用M57962L來驅動IGBT時。有三點是應該考慮的。首先。驅動器的最大電流變化率應設置在最小的RG電阻的限制范圍內(nèi)，因為對許多IGBT來講，使用的RG 偏大時，會增大td（on ）（導通延遲時間），t d（off）（截止延遲時間），tr（上升時間）和開關損耗，在高頻應用（超過5 kHz）時，這種損耗應盡量避免。另外。驅動器本身的損耗也必須考慮。

如果驅動器本身損耗過大，會引起驅動器過熱，致使其損壞。最后，當M57962L被用在驅動大容量的IGBT時，它的慢關斷將會增大損耗。引起這種現(xiàn)象的原因是通過IGBT的Gres（反向傳輸電容）流到M57962L柵極的電流不能被驅動器吸收。它的阻抗不是足夠低，這種慢關斷時間將變得更慢和要求更大的緩沖電容器應用M57962L設計的驅動電路如下圖。

電路說明：電源去耦電容C2 ～C7采用鋁電解電容器，容量為100 uF／50 V，R1阻值取1 kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1 kΩ，電源采用正負l5 V電源模塊分別接到M57962L的4腳與6腳，邏輯控制信號IN經(jīng)l3腳輸入驅動器M57962L。雙向穩(wěn)壓管Z1選擇為9.1 V，Z2為18V，Z3為30 V，防止IGBT的柵極、發(fā)射極擊穿而損壞驅動電路，二極管采用快恢復的FR107管。

igbt模塊逆變器電路圖設計（四）

IR2110（＄1.0150）驅動IGBT電路如圖所示。電路采用自舉驅動方式，VD1為自舉二極管，C1為自舉電容。接通電源，VT2導通時Cy通過VDt進行充電。這種電路適用于驅動較小容量的IGBT.對于IR2110，當供電電壓較低時具有使驅動器截止的保護功能。自舉驅動方式支配著VT2的導通電壓，因此電壓較低的保護功能是其必要條件。若驅動電壓較低時驅動IGBT，則IGBT就會發(fā)生熱損壞。VD1選用高速而耐壓大于600V的ERA38-06、ERB38-06等二極管。

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）是一種MOSFET 與雙極晶體管復合的器件。它既有功率MOSFET 易于驅動，控制簡單、開關頻率高的優(yōu)點，又有功率晶體管的導通電壓低，通態(tài)電流大，損耗小的顯著優(yōu)點。

igbt模塊逆變器電路圖設計（五）

全橋式逆變主電路由功率開關管IGBT和中頻變壓器等主要元器件組成，如圖1所示快速恢復二極管VD1~VD4與lGBT1～IGBT4反向并聯(lián)、承受負載產(chǎn)生的反向電流以保護IGBT。IGBT1和IGBT4為一組，IGBT2和IGBT3為一組，每組IGBT同時導通與關斷，當激勵脈沖信號輪流驅動IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3時，逆變主電路把直流高壓轉換為20 kHz的交流電壓送到中頻變壓器，經(jīng)降壓整流濾波輸出。

圖1 全橋式逆變電路

全橋式逆變器的一大缺陷就是存在中頻變壓器偏磁問題，正常工作情況下，功率開關器件在工作前半周與后半周導通脈寬相等，飽和壓降相等，前后半周交替通斷，變壓器磁心中沒有剩磁。但是，如果IGBT驅動電路輸出脈寬不對稱或其他原因，就會產(chǎn)生正負半周不平衡問題，此時，變壓器內(nèi)的磁心會在某半周積累剩磁，出現(xiàn)“單向偏磁”現(xiàn)象，經(jīng)過幾個脈沖，就可以使變壓器單向磁通達到飽和，變壓器失去作用，等效成短路狀態(tài)。這對于IGBT來說，極其危險，可能引發(fā)爆炸。

橋式電路的另一缺點是容易產(chǎn)生直通現(xiàn)象。直通現(xiàn)象是指同橋臂的IGBT在前后半周導通區(qū)間出現(xiàn)重疊，主電路板路，巨大的加路電流瞬時通過IGBT。

針對上述兩點不足，從驅動的角度出發(fā)、設計的驅動電路必須滿足四路驅動的波形完全對稱，嚴格限制最大工作脈寬，保證死區(qū)時間足夠。

igbt模塊逆變器電路圖設計（六）

對于硬開關觸發(fā)方式的全橋逆變器，四路驅動電路完全相同，但是各路之間在電路上必須相互隔離，以防干擾或誤觸發(fā)四路驅動信號根據(jù)觸發(fā)相位分為兩組，相位相反。圖3為一路柵極驅動電路，整流橋B1、B2與電解電容C1、C2組成整流濾波電路，為驅動電路提供+25V和-15V直流驅動電壓。光耦6N137的作用是實現(xiàn)控制電路與主電路之間的隔離，傳遞PWM信號。電阻R1與穩(wěn)壓管VS1組成PWM取樣信號，電阻R2限制光耦輸入電流。電阻R3、R4與穩(wěn)壓管VS3、VS4分別組成5.5V光耦電平限幅電路，分別為光耦和MOSFET管Q3提供驅動電平。Q3在光耦控制下，工作在開關狀態(tài)。MOSFET管Q1、Q2組成推挽放大電路，將放大后的輸出信號輸入到IGBT門極，提供門極的驅動信號。當輸入控制信號，光耦U導通，Q3截止，Q2導通輸出+15V驅動電壓。當控制信號為零時，光耦U截止，Q3、Q1導通，輸出-15V電壓，在IGBT關斷時時給門極提供負的偏置，提高lGBT的抗干擾能力。穩(wěn)壓管VS3～VS6分別對Q2、Q1輸入驅動電壓限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2進入深度飽和，影響MOS管的響應速度。電阻R6、R7與電容C0為Q1、Q2組成偏置網(wǎng)絡。其中的電容C0是為了在開通時，加速Q(mào)2管的漏極電流上升速度，為柵極提供過沖電流，加速柵極導通。

圖3 柵極驅動電路原理

IGBT柵極耐壓一般在±20V左右，因此在驅動電路的輸出端給柵極加電壓保護，并聯(lián)電阻Rge以及反向串聯(lián)限幅穩(wěn)壓管，如圖4所示。

圖4 柵極保護電路

柵極串聯(lián)電阻Rg對IGBT開通過程影響較大。Rg小有利于加快關斷速度，減小關斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產(chǎn)生較大的集電極電壓尖峰。根據(jù)本設計的具體要求，Rg選取4.7Ω。

柵極連線的寄生電感和柵極與射極間的寄生電容耦合，會產(chǎn)生振蕩電壓，所以柵極引線應采用雙絞線傳送驅動信號，并盡可能短，最好不超過0.5 m，以減小連線電感。

四路驅動電路光耦與PWM兩路輸出信號的接線如圖5所示。

圖5 四路驅動電路光耦與PWM的兩路輸出信號的接線