電流負(fù)反饋放大器的原理分析與CAA計(jì)算機(jī)輔助分析設(shè)計(jì)

自從1970年Otala博士提出關(guān)于晶體管放大器瞬態(tài)互調(diào)（TIM）失真的理論，傳統(tǒng)的電壓負(fù)反饋技術(shù)在高保真音頻放大器的設(shè)計(jì)中就陷入了一種矛盾。一方面，為了降低瞬態(tài)互調(diào)失真，設(shè)計(jì)師們減少了負(fù)反饋量，甚至采用無大環(huán)負(fù)反饋設(shè)計(jì)；另一方面，非線性失真卻得不到有效的抑制。雖然采用優(yōu)質(zhì)元件和復(fù)雜的電路以提高放大器的開環(huán)特性，從而減小對(duì)負(fù)反饋的依賴，但代價(jià)也是不小的。近年來，一些音頻設(shè)計(jì)師把目光投向了在視頻運(yùn)算放大器中得以廣泛應(yīng)用的電流負(fù)反饋技術(shù)，并在高保真音頻放大器的設(shè)計(jì)中取得了成功。如今，像著名的金嗓子公司、馬蘭士公司、先鋒公司、AKAI公司等都紛紛推出采用電流負(fù)反饋技術(shù)的放大器。國(guó)內(nèi)也有個(gè)別廠家推出電流負(fù)反饋放大器，可惜僅局限于對(duì)國(guó)外某款名機(jī)的仿制。下面，筆者將對(duì)電流負(fù)反饋放大器的基本原理進(jìn)行分析，并在此基礎(chǔ)上，結(jié)合計(jì)算機(jī)輔助分析軟件SPICE推出一款200W甲乙類電流負(fù)反饋放大器。

1 基本原理分析

1．1 電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)特性
　　關(guān)于電流負(fù)反饋放大器的設(shè)想，早在30年代就有人提出，但進(jìn)入實(shí)用和普及階段則是80年代的事了。圖1是電流負(fù)反饋放大器的基本結(jié)構(gòu)。為了便于分析，忽略輸入射極跟隨器，并仿照差分輸入電壓負(fù)反饋放大器的“半電路分析”方法，以中心水平線為對(duì)稱軸將電流負(fù)反饋放大器簡(jiǎn)化為如圖2所示的分析用的電路，RF與RG組成反饋網(wǎng)絡(luò)。可以說，這個(gè)普通而熟悉的電路就是現(xiàn)代電流負(fù)反饋放大器的雛形。為了討論方便，進(jìn)一步把圖2簡(jiǎn)化成圖3所示的電路，其中RE為RF與RG的并聯(lián)值，RL為RF與RG的串聯(lián)值。這樣該電路的開環(huán)DC增益可以表達(dá)如下：

圖1 電流負(fù)反饋放大器的基本結(jié)構(gòu)

圖2 電流負(fù)反饋放大器簡(jiǎn)化電路

圖3 電流負(fù)反饋放大器簡(jiǎn)化電路

AVDC＝（R1／RE）×（R3／R2）×1　　（1）

　　顯然，其開環(huán)增益和反饋網(wǎng)絡(luò)有關(guān)，換句話說，開環(huán)增益是隨閉環(huán)增益的變化而變化的。這是電流負(fù)反饋放大器一個(gè)最重要的基本特征。而在當(dāng)時(shí)為了解決這個(gè)問題，工程師們加入一只緩沖用三極管BG4將輸入級(jí)BG1和反饋網(wǎng)絡(luò)RF，RG隔離，見圖4。由三極管BG4的動(dòng)態(tài)發(fā)射極電阻替代了圖3中的RE，因此開環(huán)增益和反饋網(wǎng)絡(luò)無關(guān)，開環(huán)增益不隨閉環(huán)增益的變化而變化。這個(gè)電路就是差分輸入電壓負(fù)反饋放大器的標(biāo)準(zhǔn)模板。這里，還可以看到電流負(fù)反饋放大器和電壓負(fù)反饋放大器的一些其他基本差別，如反饋網(wǎng)絡(luò)都連到反相輸入端，電流負(fù)反饋放大器是低阻抗端，而電壓負(fù)反饋放大器則是高阻抗端；由于BG4的加入，差分輸入電壓負(fù)反饋放大器具有平衡的兩個(gè)輸入端，因而有低的失調(diào)電壓和相等的輸入偏置電流等。

圖4 電流負(fù)反饋放大器簡(jiǎn)化電路

　　現(xiàn)在，再回到電流負(fù)反饋放大器的分析上。由圖3可以計(jì)算開環(huán)極點(diǎn)：

ωP≈1／［R1×（R3／R2）×CT］　?。?）

補(bǔ)償電容CT可以是BG2的固有的基極－集電極電容或一個(gè)外加的補(bǔ)償電容，（2）式成立是假定BG1的動(dòng)態(tài)發(fā)射極電阻可以忽略，并且R2包含BG2的動(dòng)態(tài)發(fā)射極電阻。設(shè)RT＝（R1×R3）／R2，RT定義為傳輸電阻。則（1），（2）式簡(jiǎn)化為：

AVDC＝RT／RE　?。?）
ωP＝1／（RT×CT） （4）

這樣，電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)增益可以用下式表達(dá)：

AV＝（RT／RE）×［1／（1＋jω／ωP）］
＝（RT／RE）×［1／（1＋jωRT×CT）? （5）

將（5）式等式兩邊除以反饋網(wǎng)絡(luò)參數(shù)RE，就得到一個(gè)只與電流負(fù)反饋放大器內(nèi)部特性有關(guān)的參數(shù)，它更直觀真實(shí)地描述了電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)特性，這就是開環(huán)傳輸阻抗ZT，單位Ω。RT定義為開環(huán)傳輸電阻，CT為開環(huán)傳輸電容。

ZT＝ AV／RE＝RT×1／（1＋jωRT×CT）? （6）

由于輸出電壓等于反相低阻抗輸入端（BG1的發(fā)射極）的電流與開環(huán)傳輸阻抗ZT的乘積，所以就有了“電流負(fù)反饋”名稱的來由。
　　圖5是電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)傳輸阻抗曲線。

圖5 電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)傳輸阻抗曲線

1．2 電流負(fù)反饋放大器的閉環(huán)特性
　　用經(jīng)典的分析方法，電流負(fù)反饋放大器的閉環(huán)響應(yīng)可以描述為下式：

ACL＝AV／（1＋AV×β）　?。?）

反饋系數(shù)β＝RG／（RF＋RG）
將開環(huán)增益表達(dá)式（5）帶入（7）式可得：

AC＝｛（RT／RE）×［1／（1＋jωRT×CT）］｝／｛（RT／RF）×
［（1＋RF／RT＋jωRF×CT)／（1＋jωRT×CT）]}

由于RT遠(yuǎn)大于RF（RT典型值＞100kΩ，RF典型值＜5kΩ），上式可以簡(jiǎn)化為：

ACL＝（RF／RE）×［1／（1＋jωRF×CT）］
＝［（RF＋RG）／RG］× ［1／（1＋jωRF×CT）? （8）

　　可見，電流負(fù)反饋放大器閉環(huán)增益的直流值由反饋網(wǎng)絡(luò)RF，RG決定，閉環(huán)極點(diǎn)由RF與CT決定。只要RF不變，閉環(huán)帶寬就基本不變，此時(shí)改變RG就可以改變閉環(huán)增益，因此可以得到電流負(fù)反饋放大器的閉環(huán)增益和閉環(huán)帶寬無關(guān)的重要特性。實(shí)際上，只要RF不變，在閉環(huán)增益改變的同時(shí)，開環(huán)增益也在改變，以確保閉環(huán)帶寬基本不變。圖6反映了開環(huán)增益隨閉環(huán)增益變化的這種特性。

圖6 開環(huán)增益隨閉環(huán)增益變化的特性曲線

1．3 電流負(fù)反饋放大器在音頻應(yīng)用上的優(yōu)勢(shì)
　　首先，電流負(fù)反饋放大器可以較好地兼顧非線性失真與瞬態(tài)互調(diào)失真這兩項(xiàng)指標(biāo)。眾所周知，環(huán)路增益是衡量一個(gè)放大器保持原始信號(hào)保真度的重要指標(biāo)。現(xiàn)代的電壓負(fù)反饋放大器為了減小瞬態(tài)互調(diào)失真，不得不減小負(fù)反饋深度，從而降低了環(huán)路增益，導(dǎo)致閉環(huán)增益誤差增大，非線性失真增大。而電流負(fù)反饋放大器由于有閉環(huán)增益和閉環(huán)帶寬無關(guān)的重要特性，只要反饋電阻RF保持不變，不論閉環(huán)增益如何變化，環(huán)路增益都保持不變，從圖6也可以看到，環(huán)路增益即開環(huán)增益曲線以下與閉環(huán)增益曲線以上所包圍的面積，雖然閉環(huán)增益改變了，但環(huán)路增益不變。因此，可以根據(jù)需要確定閉環(huán)增益而不必考慮是否會(huì)影響到閉環(huán)增益誤差和非線性失真。其次，電流負(fù)反饋放大器的開環(huán)傳輸阻抗的主極點(diǎn)頻率比電壓負(fù)反饋放大器高，高頻時(shí)的環(huán)路增益相對(duì)地大于電壓負(fù)反饋放大器。當(dāng)信號(hào)頻率增加時(shí)電流負(fù)反饋放大器的閉環(huán)增益誤差就較小，高頻信號(hào)的非線性失真也小。

表1 OPA603和OPA621的失真特性

6 2SB647A TEMP＝50．00
．END

設(shè)計(jì)結(jié)果，包括開環(huán)傳輸阻抗ZT——頻率特性、開環(huán)傳輸阻抗相位——頻率特性、反相輸入端阻抗RIN——頻率特性分別見圖9和圖10。

圖9 開環(huán)傳輸阻抗特性曲線

圖10 反相輸入端特性曲線

　　開環(huán)傳輸阻抗ZT的直流值為130kΩ；反相輸入端阻抗RIN的直流值為4．76Ω，最大值為6．63Ω，由于反相輸入端阻抗RIN會(huì)降低電流負(fù)反饋放大器開環(huán)電壓增益的直流值以及影響閉環(huán)電壓增益的極點(diǎn)頻率，所以在實(shí)際設(shè)計(jì)中要盡量減小這個(gè)值，這對(duì)提高轉(zhuǎn)換速率也有好處；開環(huán)極點(diǎn)頻率約31．5kHz。由公式（4）ωP＝1／（RT×CT），可計(jì)算出開環(huán)傳輸電容CT的值約為39pF。這個(gè)電容是制約電流負(fù)反饋放大器轉(zhuǎn)換速率的內(nèi)部參數(shù)。為了獲得高的轉(zhuǎn)換速率和提高放大器的小信號(hào)特性，應(yīng)設(shè)計(jì)使這個(gè)電容盡量的小。以上的開環(huán)設(shè)計(jì)就是在這樣的指導(dǎo)思想下，經(jīng)過計(jì)算機(jī)大量仿真得出的。
2．2 閉環(huán)設(shè)計(jì)
　　閉環(huán)設(shè)計(jì)就是確定反饋網(wǎng)絡(luò)。反饋網(wǎng)絡(luò)設(shè)定了閉環(huán)增益和相位裕量。并且對(duì)一個(gè)電流負(fù)反饋放大器的設(shè)計(jì)來說，相位裕量是選擇反饋網(wǎng)絡(luò)的決定性因素。相位裕量的優(yōu)化值為60°，此時(shí)閉環(huán)增益曲線平坦而且?guī)捵顚?，放大器非常穩(wěn)定。所以電流負(fù)反饋放大器的閉環(huán)設(shè)計(jì)就是確定反饋電阻RF，使開環(huán)相位在開環(huán)增益曲線與閉環(huán)增益曲線交點(diǎn)處頻率降為－120°。圖11是閉環(huán)設(shè)計(jì)仿真電路圖，閉環(huán)增益＝1＋RF／RG＝31．6倍（30dB），RF＝2 156Ω，RG＝70．5Ω，開環(huán)電壓增益＝ RT／（RE＋RIN）＝1781倍（65dB），最大環(huán)路增益為65－30＝35 dB。圖12是閉環(huán)設(shè)計(jì)仿真曲線?？梢钥吹介_環(huán)增益曲線與閉環(huán)增益曲線交點(diǎn)處頻率為2．63 MHz，該點(diǎn)頻率下的開環(huán)相位為－115°，基本符合設(shè)計(jì)目標(biāo)。下面是閉環(huán)設(shè)計(jì)的仿真電路文件：
*SPICE＿NET
*INCLUDE ＼H－BB＼＼BJT．LIB
*INCLUDE DEVICE．LIB
*INCLUDE NONLIN．LIB
．AC DEC 20 5HZ 200000KHZ
*ALIAS V(86)＝VOUT
*ALIAS V(98)＝V－
*ALIAS I(V7)＝I－
．PRINT AC V(86)VP(86)V(98)VP(98)
．PRINT AC I(V7)IP(V7)
BG2 84 2 68 2SD667A TEMP＝50
BG3 70 67 69 2SD667A TEMP＝50
BG4 72 68 69 2SB647A TEMP＝50
BG5 74 70 71 2SB649A TEMP＝50
BG6 83 72 73 2SD669A TEMP＝50
BG7 84 74 75 2SD669A TEMP＝50

圖11 閉環(huán)仿真電路圖

BG8 88 76 77 2SC3858 TEMP＝50
BG9 89 78 79 2SA1494 TEMP＝50
BG10 89 80 81 2SA1494 TEMP＝50
R1 84 67 22K
R2 68 1 22K
R3 72 1 1．2K
R4 73 1 330
R5 74 82 2．7K
R6 82 83 842 C1 74 83 0．1U
R7 75 85 150
R8 95 86 0．22
R9 86 79 0．22
R10 77 86 0．22
R11 86 81 0．22
R12 75 87 10
R13 75 76 10
R14 85 78 10
R15 85 80 10
V1 84 0 69V
V2 88 0 63V
V3 0 89 63V
V4 0 1 69V
R16 84 70 1．2K
BG11 1 83 85 2SB649A TEMP＝50
R17 84 71 330
X1 94 90 91 92 93 OP27
R18 90 86 150K
C2 90 0 2．2U
C3 91 94 2．2U
R19 94 0 150K
R20 98 91 1K
V5 0 93 15V
V6 92 0 15V
BG12 88 87 95 2SC3858 TEMP＝50
R21 84 96 200
BG13 74 71 96 2SB649A TEMP＝50
R22 97 1 200
BG14 83 73 97 2SD669A TEMP＝50
V7 69 98
R23 74 0 33K
R24 0 83 33K
BG15 74 82 83 2SD669A TEMP＝50
R25 86 0 8
V8 2 0 AC 1
R26 98 86 2156
R27 0 98 70．5
BG1 1 2 67 2SB647A TEMP＝50．00
．END

圖12 閉環(huán)設(shè)計(jì)仿真曲線

2．3 動(dòng)態(tài)輸入信號(hào)的驗(yàn)證設(shè)計(jì)
　　在閉環(huán)仿真電路中加入理想的VIN＝1．04V（P－P）10kHz的方波激勵(lì)，輸出的方波響應(yīng)見圖13，此時(shí)的轉(zhuǎn)換速率為SR＝ΔY／ΔX＝27．5／0．121＝227V／μs?？紤]到實(shí)際的揚(yáng)聲器負(fù)載并非純阻，而是一個(gè)復(fù)合負(fù)載，于是在RL上并一個(gè)電容。電容值從小到大逐一仿真，最后發(fā)現(xiàn)放大器可驅(qū)動(dòng)的最大電容約為0．01μF。超過該值?輸出方波出現(xiàn)振蕩?見圖14。為了放大器在各種實(shí)際負(fù)載情況下都能穩(wěn)定地工作，把放大器可驅(qū)動(dòng)的最大電容負(fù)載CL定為0．5μF。此時(shí)在電路上就必須加上RL并聯(lián)防振網(wǎng)絡(luò)?結(jié)果效果非常明顯，見圖15。曲線2的電容負(fù)載仍為0．015μF，但波形上已沒有寄生振蕩了。曲線1的電容負(fù)載加大到0．5μF，波形上只有一點(diǎn)振鈴。當(dāng)然，在實(shí)際應(yīng)用中很少有這種負(fù)載狀況。最后，為了抵償揚(yáng)聲器的感抗分量，加入了波切洛特 R?C網(wǎng)絡(luò)。完整的電路見圖16。

圖13 閉環(huán)仿真電路輸出的方波響應(yīng)曲線

圖14 方波響應(yīng)曲線出現(xiàn)振蕩

圖15 矯正后的方波響應(yīng)曲線

　　為驗(yàn)證設(shè)計(jì)，制作了兩臺(tái)樣機(jī)，實(shí)測(cè)的指標(biāo)如下：
　?。?）殘留噪聲（輸入端短路，寬帶）：L 0．26mV；R 0．28mV
　?。?）折算到輸入端的信噪比（寬帶）：101dB
　?。?）最大不削波輸出電壓有效值（1kHz正弦波）：40VRMS，折合在8Ω負(fù)載上的輸出功率為200W。
　?。?）功率帶寬
　?。?0W，8Ω）：DC——440 kHz（－3dB）
　?。?00W，8Ω）：DC——240 kHz（－2dB）
　　（5）THD＋N（1kHz，50W，8Ω）：0．054％
　　　　　　　?。?00Hz，50W，8Ω）：0．05％
　　主觀聽音評(píng)價(jià)是在深圳歐琴電子有限公司的標(biāo)準(zhǔn)試音室里進(jìn)行的。CD機(jī)是日本TEAC的頂級(jí)機(jī)VRDS－10，前置放大器為深圳歐琴電子有限公司的膽前級(jí)AP－100PR，音箱是英國(guó)“思奔達(dá)”的頂級(jí)型SP－100監(jiān)聽音箱，對(duì)比的后級(jí)功放為“第二屆國(guó)產(chǎn)影音器材大展”最受專家好評(píng)的深圳歐琴電子有限公司的純后級(jí)A－30（200W，8Ω）。聽音對(duì)比結(jié)果是200W甲乙類電流負(fù)反饋放大器在高頻的延伸、低頻表現(xiàn)的自然、微小細(xì)節(jié)的再現(xiàn)、營(yíng)造聲場(chǎng)的深度等方面全面勝出。更應(yīng)指出的是，這兩款放大器除了主電路結(jié)構(gòu)不同而外，其余完全相同，包括使用的元件和機(jī)械結(jié)構(gòu)。這里又充分地展示了電流負(fù)反饋放大器在高保真音頻放大器應(yīng)用中的優(yōu)勢(shì)。

圖16 修改后的閉環(huán)仿真電路

作者單位：深圳歐琴電子有限公司成都技術(shù)開發(fā)部 成都 610041

參考文獻(xiàn)

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