絕緣門極雙極型晶體管(Isolated Gate Bipolar Transistor,簡稱IGBT),也稱絕緣門極晶體管。由于IGBT內(nèi)具有寄生晶閘管,所以也可稱作絕緣門極晶閘管,它是上世紀(jì)80年代中期發(fā)展起來的一種新型復(fù)合器件。由于它將MOSFET和GTR的優(yōu)點(diǎn)集于一身,既具有輸入阻抗高、速度快、熱穩(wěn)定性好和驅(qū)動電路簡單的優(yōu)點(diǎn),又有通態(tài)電壓低、耐壓高的優(yōu)點(diǎn),因此技術(shù)發(fā)展很快,倍受廠商和用戶歡迎。在電機(jī)驅(qū)動、中頻和開關(guān)電源以及要求快速、低損耗的領(lǐng)域,IGBT有取代MOSFET和GTR的趨勢。但在IGBT實(shí)際應(yīng)用中,要重點(diǎn)考慮的一個(gè)問題是IGBT的保護(hù)問題,在此自行設(shè)計(jì)了一種簡單又適用的保護(hù)電路,并取得了很好的效果。

IGBT驅(qū)動要點(diǎn)

1IGBT柵極驅(qū)動電壓Uge

IGBT的驅(qū)動條件與IGBT的特性密切相關(guān)。在設(shè)計(jì)柵極驅(qū)動電路時(shí),當(dāng)柵極驅(qū)動電壓大于閾值電壓時(shí)IGBT即可開通,一般情況下閾值電壓Uge(th)=5～6V。這樣即可以使IGBT在開通時(shí)完全飽和,通態(tài)損耗最小,又可以限制短路電流。因此柵極驅(qū)動電壓Uge需要選擇一個(gè)合適的數(shù)值,以保證IGBT的可靠運(yùn)行。柵極電壓增高時(shí),有利于減小IGBT的開通損耗和導(dǎo)通損耗,但同時(shí)將使IGBT能承受的短路時(shí)間變短(10μs以下),使續(xù)流二極管反向恢復(fù)過電壓增大,所以務(wù)必控制好柵極電壓的變化范圍,一般Uge可選擇在-10～+15V之間,關(guān)斷電壓為-10V,開通電壓為+15V。因此通常選取柵極驅(qū)動電壓Uge≥D×Uge(th),系數(shù)D=1.5、2、2.5、3。當(dāng)閾值電壓Uge(th)為6V時(shí),柵極驅(qū)動電壓Uge則分別為9V、12V、15V、18V,12V最佳。使IGBT在關(guān)斷時(shí),柵極加負(fù)偏壓,以提高抗負(fù)載短路能力和du/dt引起的誤觸發(fā)等問題。

2IGBT柵極電阻Rg

選擇適當(dāng)?shù)臇艠O串聯(lián)電阻Rg對IGBT驅(qū)動相當(dāng)重要。當(dāng)Rg增加時(shí),將使IGBT的開通與關(guān)斷時(shí)間增加,使開通與關(guān)斷能耗均增加,但同時(shí),可以使續(xù)流二極管的反向恢復(fù)過電壓減小,同時(shí)減少EMI的影響。而門極電阻減少,則又使di/dt增大,可能引發(fā)IGBT誤導(dǎo)通,當(dāng)Rg減小時(shí),減小IGBT開關(guān)時(shí)間,減小開關(guān)損耗;但Rg太小時(shí),可導(dǎo)致g、e之間振蕩,IGBT集電極di/dt增加,引起IGBT集電極尖峰電壓,使IGBT損壞。因此,應(yīng)根據(jù)IGBT電流容量和電壓額定值及開關(guān)頻率選取Rg值,如10Ω、15Ω、27Ω等,建議g、e之間并聯(lián)數(shù)值為10kΩ左右的Rge,以防止柵極損壞。

保護(hù)電路

1設(shè)計(jì)思路[1]

在負(fù)載持續(xù)短路時(shí),這些驅(qū)動集成電路有可能使IGBT重復(fù)承受數(shù)毫秒的大電流脈沖。短路期間強(qiáng)大的電流脈沖威脅IGBT的安全并有可能導(dǎo)致其不可恢復(fù)性損壞。因此一旦發(fā)生負(fù)載短路,必須盡可能地減少IGBT短路過電流的工作時(shí)間,這就必須通過外電路閉鎖輸入驅(qū)動信號,防止IGBT連續(xù)通過大電流脈沖。單靠驅(qū)動集成電路本身不足以完全保護(hù)IGBT,必須外加輔助保護(hù)電路切斷輸入驅(qū)動信號。

2硬件保護(hù)電路組成

本文通過LM358和LS373能有效地實(shí)現(xiàn)過流和短路保護(hù)功能。其電路主要由一個(gè)LM358、兩個(gè)二極管、一個(gè)地址鎖存器LS373、兩個(gè)參考電壓等組成。

1

LS373芯片的特性

LS373為三態(tài)輸出的八D透明鎖存器,其外部管腳及邏輯如圖1所示。

LS373的輸出端1Q～8Q可直接與總線相連。當(dāng)三態(tài)允許控制端OE為低電平時(shí),1Q～8Q為正常邏輯狀態(tài),可用來驅(qū)動負(fù)載或總線。當(dāng)OE為高電平時(shí),1Q～8Q呈高阻態(tài),既不驅(qū)動總線,也不是總線的負(fù)載,但鎖存器內(nèi)部的邏輯操作不受影響。當(dāng)鎖存允許端LE為高電平時(shí),Q隨數(shù)據(jù)D而變。當(dāng)LE為低電平時(shí),Q被鎖存在已建立的數(shù)據(jù)電平。當(dāng)LE端施密特觸發(fā)器的輸入具有滯后作用,可使交流和直流噪聲抗擾度被改善400mV。引出端符號:1D～8D為數(shù)據(jù)輸入端,OE三態(tài)允許控制端(低電平有效),LE鎖存允許端,1Q～8Q為輸出端。真值表如表1所示。

2

硬件保護(hù)電路分析

連接方法如圖2所示,

也稱為雙限比較器。參考電壓為+5V和-5V,當(dāng)輸入電壓UINPUT<-5V時(shí),運(yùn)放LM358輸出-15V,這時(shí)二極管VD1截止,VD2導(dǎo)通,Uin=12.96V,UDIR=5V,根據(jù)真值表,LS373的輸出為高阻態(tài),從硬件上封鎖PWM的輸出,UDIR=0V,光耦導(dǎo)通(見圖3),

F為低電平;當(dāng)輸入電壓為-5V+5V時(shí),運(yùn)放LM358輸出+12.95V,VD1導(dǎo)通,VD2截止,Uin=12.96V,UDIR=5V，同理，LS373的輸出為高阻態(tài)，封鎖了PWM。UDIR=0V，光耦導(dǎo)通，F(xiàn)為低電平。

3

軟件保護(hù)電路分析

通常采取的過流保護(hù)措施有硬件關(guān)斷和軟件關(guān)斷兩種。硬件關(guān)斷指在檢測出過流和短路信號時(shí),LS373的1腳輸出為高電平,迅速封鎖柵極信號,使IGBT關(guān)斷。但是,由于硬件關(guān)斷一旦檢測到過流信號就關(guān)斷,使得PWM11～PWM66輸出不斷地發(fā)生跳變,很容易發(fā)生誤動作。為了提高保護(hù)電路的抗誤動作能力,在硬件短路保護(hù)信號之后添加一個(gè)軟件封鎖,即通過F信號來實(shí)現(xiàn)(見圖3)。當(dāng)UDIR

為高電平時(shí),LS373直接封鎖PWM11～PWM66的信號,實(shí)現(xiàn)硬件封鎖信號,同時(shí)UDRIVE變?yōu)榈碗娖?將F信號拉低,通過DSP軟件來封鎖PWM1～PWM6信號,從而起到軟件保護(hù)的作用。

3保護(hù)過程

信號變化過程如圖4和圖5所示,

當(dāng)電壓信號-5V+5V時(shí),UDIR=5V,硬件保護(hù),封鎖PWM,同時(shí),UDIRVE=0V,光耦導(dǎo)通,F為低電平,DSP將從軟件上封鎖PWM。隨著電流的減小,電壓信號UINPUT將小于+5V,硬件保護(hù)UDIR=0V,但此時(shí)軟件將一直封鎖PWM直到重新上電。同理,當(dāng)電壓信號UINPUT<-5V時(shí),UDIR=5V,硬件保護(hù),封鎖PWM,同時(shí),UDIRVE=0V,光耦導(dǎo)通,F為低電平,DSP將從軟件上封鎖PWM。隨著電流的減小,電壓信號UINPUT將小于+5V,硬件保護(hù)UDIR=0V,這種過流保護(hù),一旦動作后,要通過復(fù)位才能恢復(fù)正常作。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖6顯示的是當(dāng)電流信號使電壓為+4.9V,即小于參考電壓5V時(shí),沒有硬件保護(hù),F信號也為高電平,PWM輸出的電壓為15V左右,即為IGBT的驅(qū)動電壓。圖7顯示的是當(dāng)電流信號使電壓為5.1V,即大于參考電壓5V時(shí),UDIR=5V,硬件電路保護(hù),F信號為低電平,封鎖PWM,使得PWM輸出的電壓為0V,即IGBT無驅(qū)動電壓。實(shí)驗(yàn)表明:當(dāng)實(shí)際電壓為小于-5V時(shí),IGBT驅(qū)動電壓也為0V。因此,利用LM358和LS373地址所存器能有效地保護(hù)IGBT。

結(jié)束語

(1)通過LS373封鎖PWM脈沖實(shí)現(xiàn)硬件保護(hù),能夠?qū)GBT實(shí)施可靠保護(hù),延長IGBT的使用壽命。

(2)在硬件保護(hù)的同時(shí),通過三極管和光耦將F信號拉低,實(shí)現(xiàn)DSP軟件保護(hù),提高了IGBT保護(hù)可靠性。