目前，GPS系統(tǒng)已被廣泛地應用到人們生活的各個領域。隨著GPS定位理論研究的不斷深入以及硬件的不斷改進，GPS定位系統(tǒng)也日益完善。本文將從軟件實驗的角度分析GPS接收機高頻通道的工作原理；在此基礎上，設計一個增益分配方案，分析下變頻電路的噪聲特性，同時給出高頻通道電路在System View平臺上的系統(tǒng)仿真結果。

1 、接收機的天線和傳輸損耗

GPS信號由于使用了碼元速率fb1=1.023MHz的擴頻碼（C/A碼），調制后信號將占用2.046MHz帶寬。L1波段（1575.42MHz）信號的功率譜密度示意圖如圖1所示。擴頻后信號帶寬在fL1=1575.42MHz中心頻率的帶寬為2.046MHz，接收機天線的帶寬覆蓋范圍至少應滿足fL1±fb1=1 575.42±1.023MHz。

接收機接收的最小功率必須大于-160dBW（-130dBm），為保證這一點，C/A碼調制的L1載波衛(wèi)星發(fā)射功率必須達到21.9W （13.4dBW也即43.4dBm）。如果發(fā)射機的輸出功率為43.4dBm，按最小接收機輸入電平-130dBm計算，即感應在接收機天線上的信號電平最小為-130dBm，則后面仿真所列的實驗數(shù)據都是在假設傳輸損耗為173.4dB時得到的。

2 、接收機高頻通道設計

2.1接收通道工作原理

GPS接收機將天線接收的L1波段粗碼（C/A碼）調制的擴頻信號經濾波、預放后，傳到后置放大器進行再放大，混頻得到較低的中頻信號。這樣，經過下變頻后，中心頻率從fL1移到了中頻fIF，但是頻譜中各分量之間的相比關系并不改變。以三級下變頻為例，接收通道的模塊圖如圖2所示，其中天線、濾波和放大器1構成動態(tài)天線部分。

RF載波下變頻后形成的中頻信號中心頻率：

fIF3=fL1-fLO1-fLO2-fLO3=1575.42-1400-140-31.111=4.309MHz。其中，fLO1、fLO2和fLO3為三級本振頻率?；祛l的相關頻率如表1所示。

2.2 接收通道增益設計

現(xiàn)在計算從輸入端到二次混頻后的總增益。當?shù)谌位祛l輸入正弦電壓的有效值達20mV時達到硬限幅。按最小接收機輸入電平約-160dBW（-130dBm）計算，在50Ω的輸入阻抗上的電壓為：

按從輸入端到通道限幅器前總增益大于109dB計算，各級增益分配如下：

前置放大器增益：19dB；

2m電纜損耗：-2.5dB；

后置放大器增益：50dB；

二次混頻增益：-10+（-7）=-17dB；

中頻放大器增益：80dB；

合計總增益：129.5dB?？紤]到接收機動態(tài)下信號強度下降8dB，這樣輸入到限幅器輸入端總增益為121.5dB。如此設計的通道總增益滿足整機靈敏度要求。

大部分混頻變換增益（75dB）發(fā)生在第三次混頻——將第二次35.42MHz的IF信號變換到IF輸出頻率4.3MHz處。因此SAW（聲表面波）濾波器的輸出是IF鏈路上對外部干擾最敏感的部分。第三次混頻的增益控制范圍為60dB。

2.3 通道噪聲特性分析與計算

在GPS接收機中整個RF前端的噪聲特性（NF）如式（1）所示：

其中：F 1：動態(tài)天線LNA的噪聲特性（dB）；

F 2：射頻—中頻轉換模塊（除IF濾波器外的所有電路模塊）的噪聲特性（dB）；

G1：動態(tài)天線LNA的RF信號增益（dB）；

L1：LNA之后由于RF濾波和電纜引入的RF信號損耗。

這里，取動態(tài)天線LNA的增益+26dB，噪聲特性1.5dB；取射頻—中頻轉換模塊（例如GP2015）的噪聲特性為9dB；從動態(tài)天線到射頻前端 （包括附加的RF陶瓷帶通濾波器）的同軸電纜長度引入的損耗是可變的。假設電纜長2m，帶通濾波器插損（考慮整體損耗L1）為2.5dB。因此由式（1） 可得：

則接收機高頻通道的噪聲特性是1.6dB。

對于一個既定的動態(tài)天線的LNA噪聲特性， LNA增益越高，在射頻—中頻轉換部分整體接收到的噪聲特性的獨立性越小。從噪聲特性上來說，GPS接收機最好使用帶有低噪聲放大特性的動態(tài)天線，天線帶有合適的高LNA增益（》19dB）和非常小的電纜損耗（《-2dB）。

3、 高頻通道電路的系統(tǒng)仿真實現(xiàn)

依據圖2高頻通道的原理圖，以及前面分析的增益分配和噪聲特性，構建了它的System View系統(tǒng)仿真電路。

3.1 信號源

這里信號源采用了簡單的方式，只模擬了一種C/A 碼，然后與數(shù)據信號D碼進行模2相加，再調制到L1載波上，經傳輸損耗后到達接收天線，接收天線收到的信號是引入噪聲的擴頻信號。噪聲和干擾的仿真通過對仿真系統(tǒng)中加入假定噪聲或干擾信號來實現(xiàn)。這里，噪聲采用了溫度噪聲：阻抗=50Ω，噪聲溫度=300K。C/A碼 以及經C/A碼調制的D碼圖形如圖3所示。其中，經C/A碼調制的D碼延時了5μs。

經L1載波調制的擴頻信號和接收機射頻前端接收到的RF信號如圖4所示。由圖可見，RF前端接收到的GPS信號淹沒在噪聲中。

3.2 接收到的中頻信號

第一級混頻產生的中頻輸出信號頻譜圖如圖5所示。其中，RF濾波器通帶中心頻率設置在1575.42MHz，2MHz通帶（-3dB）；第1個IF濾波器的中心頻率在175.42MHz，為兩極點的chebyshev響應，0.1dB波紋。混頻器為有源雙平衡混頻器。

由圖5可以看出第一級中頻輸出頻率在175.42MHz附近。

第二級混頻產生的中頻輸出信號頻譜圖如圖6（a）所示。其中，第2個IF濾波器為SAW帶通濾波器。中心頻率35.42MHz，通帶2MHz（±1dB），插損14～18dB，止帶》10dB（±2M），群延遲波紋《300ns（34.62～36.22MHz），最大群延遲《1.7ns。SAW 通帶波紋0.8dB；SAW濾波器的頻率響應特性用通常的有限沖擊響應濾波器（FIR）來仿真。

將圖6局部放大后的頻譜圖如圖6（b）所示，可見第二級中頻輸出頻率在35.42MHz附近。

第三級混頻前利用限幅器將第三級混頻輸入電壓限制在20mV以內。第三級混頻產生的中頻輸出信號頻譜圖如圖7所示。由圖可見，第三級中頻輸出頻率在4.309MHz附近。第3個IF濾波器的中心頻率為4.3MHz。

本文從軟件實驗的角度分析了GPS接收機高頻通道的工作原理；設計了一個高頻通道的增益分配方案，同時分析了它的噪聲特性；在此基礎上，對高頻通道電路進行了系統(tǒng)仿真。實際使用時可根據所需要的干擾容限、增益等要求酌情調整。

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