電動車 (EV) 的發(fā)貨量正在迅速增長，預計21世紀20年代還將加速發(fā)展。主要汽車制造商都已經(jīng)推出了電動車或已制定了推出計劃，它們還積極與伙伴合作，研究最佳的動力電子學方案，從而盡量延長單次充電行駛里程和降低成本。SiC器件的主要應用如圖1所示，預測數(shù)據(jù)表明，到2030年，SiC的發(fā)貨量有望達到 100億美元。電動車最重要的動力元件是電動車牽引逆變器，我們將在之后的文章中討論。其他重要轉換器有車載充電器和直流轉換器。它們越來越多地涉及雙向功率流，并因快速開關和出色的寄生二極管行為而大大獲益。SiC FET 產(chǎn)品現(xiàn)已符合AEC-Q101 要求，可滿足這些需求。我們會討論主要拓撲結構，查看使用 SiC 器件的優(yōu)勢，尤其是在電壓較高 (500-800V) 的電池系統(tǒng)中。

圖1：UnitedSiC 優(yōu)勢

車載充電器拓撲結構

車載充電器(OBC) 位于車內(nèi)，所以它必須能夠使用功率密度和能效都盡可能高的轉換器拓撲結構，以便減小自身體積和重量。選擇哪種拓撲結構取決于功率范圍，可以是6.6KW、11KW，也可以是22KW（電動客車）。在部分情況下，車載充電器可以是雙向的，這意味著電路不僅允許電池從電網(wǎng)獲得電流，電動車還可以充當分布式電源向電網(wǎng)饋電。在這種模式下，電是反向流動的，但是峰值運行功率可能比電池充電額定值低（一半）。

圖2 顯示的是專為單向功率流設計的車載充電器的兩種配置。電路有兩個主要部分，前端整流器級和直流轉換器級。整流器級對交流主電源電壓進行整流，提供具有統(tǒng)一功率因數(shù)的直流軌。之后，直流到直流全橋移相級提供精確控制的輸出，以便為電池組充電。在鋰離子電池充電過程中，電路首先在控制電流模式下運行，然后在功率恒定模式下運行以實現(xiàn)快速充電，最后在電壓恒定模式下運行，直至電池充滿。

圖2：專為單向功率流設計的車載充電器中的兩種配置

為了盡可能提高整流器級的能效，無橋拓撲結構越來越受歡迎，因為它可以避免二極管整流器橋的導電損耗。圖2 顯示的圖騰柱(TPPFC) 電路，可以用于功率電平較低的情況。該電路含快速開關相腳，而其他電路則以線路頻率開關?？焖匍_關腳可以在連續(xù)導電模式(CCM) 和臨界導電模式(CRM) 下運行。在連續(xù)導電模式下，開關打開存在困難，最佳選項是使用含有出色低 QRR寄生二極管的寬帶隙開關。圖3 比較了器件參數(shù)，包括將 UnitedSiC FET 的 QRR與先進的超結器件進行比較。如果開關頻率超過 20kHz，則必須使用寬帶隙開關，而UnitedSiC FET 提供的標準柵極驅動將使得插入 UnitedSiC FET 以及從超結器件升級為 UnitedSiC FET 變得十分簡單。

圖3：器件參數(shù)比較，包括 UnitedSiC FET 的 QRR 與先進的超級器件的比較

如果使用臨界導電模式，則峰值電流會變得更高，為感應器帶來額外的約束，并需要導通電阻更低的開關。在沒有硬打開的情況下，可以使用硅基超結FET，至少在較低的總線電壓下可以。即使在這種情況下，使用SiC FET 也行得通，因為現(xiàn)在有導通電阻非常低的選件，而與采用類似導通電阻的超結FET 相比，SiC FET 的價格也越來越有競爭力。此外，利用 1200V SiC FET，該拓撲結構可以擴展到更高的直流軌電壓，從而使用最小的開關次數(shù)增加功率輸出。

對于 11-22KW 這樣較高的功率電平而言，3 相有源前端整流器是出色的選件?？偩€電壓通常為 600-800V，因而需要使用 1200V 器件。此外，圖 2 中的雙電平 3 相電路需要開關損耗低且 QRR低的開關，從而使得 SiC FET 取代IGBT 成為更好的選擇。圖4 顯示的是35mohm，1200V，TO247-4L (UF3C120040K4S) UnitedSiC FAST FET 的打開特征和關閉特征。鑒于器件的打開和關閉損耗非常低，這些器件并聯(lián)使用，以實現(xiàn)高能效的有源前端整流器。使用4 腳開爾文封裝時，用戶可以更快地開關，而且損耗更低，柵極波形也更清晰。

圖4：35mohm，1200V，TO247-4L (UF3C120040K4S) UnitedSiC FAST FET 的打開特征和關閉特征

前端整流器的替代方案是 Vienna 整流器，如圖5 所示，它允許將 650V 硅基超結器件與 SiC 肖特基二極管聯(lián)用，以降低成本。在這個電路中，開關并不會進行硬開關。不過需要的半導體數(shù)量更多，且二極管壓降限制了能實現(xiàn)的最佳能效。

圖5：Vienna 整流器，允許將 650V 硅基超結器件與 SiC 肖特基二極管聯(lián)用，以降低成本

直流轉換器

如圖2 所示，電池充電器和提供 12V/24V 電能的主力直流轉換器都是移相全橋轉換器。在滿負荷下時，該電路采用以零壓開關(ZVS) 方式打開的 FET，并采用緩沖電容器來盡量降低整個器件的關閉損耗。該電路可以在高頻 (100-300kHz) 下運行，且能效高。SiC FET 的導電損耗和關閉損耗低，且其柵極驅動要求簡單，是理想的選擇。對于可在 0 至12V 下驅動或由輸出 -12/0/12V 電壓的簡單脈沖變壓器驅動的 UnitedSiC FET，情況也是如此。在輕負荷條件下，可能會發(fā)生硬開關，這會導致超結 FET 出現(xiàn)問題，也更容易發(fā)生二極管恢復感應故障，且IGBT 電路容易產(chǎn)生更大的損耗。

圖 6 中顯示的LLC 拓撲結構是一個非常出色的選擇，尤其是在輸出電壓固定時。這個拓撲結構在輸出固定的直流轉換器級中最為常見，而移相全橋拓撲結構則更適合處理可變輸出電壓。在總線電壓較低時，LLC 電路中會使用超結 FET 與快速二極管。而在電壓較高時，IGBT 功率損耗變得過高，因而更適合選擇 SiC FET。

圖6：在總線電壓較低時，LLC 電路中使用超結 FET 與快速二極管。在電壓較高時，IGBT 功率損耗會變得過高，因而適合選擇 SiC FET

即使在總線電壓較低的情況下，UnitedSiC 650V SiC FET 也能實現(xiàn)非常低的柵極電荷，非常短的輸出電容充電時間和非常低的寄生二極管導電損耗，可以用于將LLC 運行頻率從 100kHz 提高到500kHz。TO247-4L 封裝中的導通電阻現(xiàn)在可以低至 7mohm，650V。對于低輪廓空間約束的應用，可以在行業(yè)標準 DFN8x8 封裝中使用 27mohm，650V 器件。

對于雙向直流轉換，圖 7 顯示的是雙有源橋 (DAB) 和CLLC 電路，其中輸出側采用有源開關。對于電池充電，因為輸出電壓變化范圍廣，所以可以通過變換柵極 PWM 波形從固定的直流總線控制 DAB。如果采用CLLC 拓撲結構，則為了維持直流轉直流級的運行近共振，必須通過改變有源整流器級（圖騰柱PFC 或3 相有源前端）的控制方案來改變總線電壓。在這兩種情況下，都必須在副邊側使用 SiC FET 以便在反模式下有效進行硬開關。這些 FET 可以是 650V 至1200V FET（用于電池充電），也可以是100-150V 等級內(nèi)的較低壓硅 FET（可實現(xiàn) 12V/24V 輸出）。

圖7：雙有源橋 (DAB) 和CLLC 電路，其中輸出側采用有源開關

輕松過渡

寬帶隙 SiC FET 支持使用更完善的拓撲結構和更高的頻率來實現(xiàn)大功率密度和能效目標。系統(tǒng)層面的電動車空間增加可以輕易抵消較高的開關成本。UnitedSiC FET 具備與所有類型柵極驅動電壓兼容這個重要優(yōu)勢，所以可以插入基于硅的設計和 SiC MOSFET 設計中。在全世界設計師越來越多地采用SiC 器件部署的過程中，這個優(yōu)勢可以讓他們輕松完成過渡，有時只需對現(xiàn)有的基于硅的設計進行升級即可。

近期發(fā)展

下一階段很可能要涉及集成驅動器和FET 級，例如圖 8 中所示的帶驅動器的 SIP 半橋，它使用 35mohm，1200V 堆疊式共源共柵開關。開關波形表明，此類器件支持非?？?、非常清晰的開關，可以用作本文中所述的所有電路選項的構建塊。

圖8：集成驅動器和FET 級，例如所示的帶驅動器的 SIP 半橋，它使用 35mohm，1200V 堆疊式共源共柵開關

SiC FET 技術迅速發(fā)展，正在開發(fā)中的2020 版本開關的性能表征能提高2 倍。再加上分立封裝改進與基于 SiC 的智能功率模塊的推出，這三項進步會隨著電動車部署的不斷增加進一步提高功率密度。