在為高性能系統(tǒng)選擇寬帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)時(shí)，需要考慮多種模擬輸入參數(shù)，比如，ADC分辨率、采樣速率、信噪比(SNR)、有效位數(shù)(ENOB)、輸入帶寬、無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)以及微分或積分非線性度等。 對于GSPS ADC，最重要的一個(gè)交流性能參數(shù)可能就是SFDR。簡單而言，該參數(shù)規(guī)定了ADC以及系統(tǒng)從其他噪聲或者任何其他雜散頻率中解讀載波信號的能力。 為了實(shí)現(xiàn)GSPS ADC中所使用的轉(zhuǎn)換速率，可以采用以高采樣速率捕獲信號的多種架構(gòu)。然而，使用其中一些架構(gòu)時(shí)需要以犧牲全帶寬SFDR性能為代價(jià)。 為了認(rèn)識轉(zhuǎn)換器SFDR對系統(tǒng)的影響，我們就設(shè)計(jì)工程師針對SFDR參數(shù)細(xì)節(jié)提出的一些常見問題進(jìn)行了回答，同時(shí)對該參數(shù)在轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊中的描述方式、對ADC性能起著限制或促進(jìn)作用的各種架構(gòu)以及對SFDR性能形成限制的系統(tǒng)設(shè)計(jì)因素進(jìn)行了說明。 我注意一以，數(shù)據(jù)手冊中關(guān)于SFDR的說明，有些列出了注意事項(xiàng)，有些沒有列出。到底什么是SFDR？ 能夠區(qū)分信號和噪聲是許多信號采集系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵方面。無論明確的電信協(xié)議、雷達(dá)掃描，還是測量儀器，弱信號的采集和解碼是區(qū)分任何系統(tǒng)性能的核心所在。 SFDR表示可從大干擾信號分辨出的最小功率信號。它定義的是載波功率的均方根(rms)值與頻域(如快速傅里葉變換(FFT))中的下一個(gè)最大有效雜散信號的均方根值之間的動(dòng)態(tài)比值。因此，根據(jù)定義，該動(dòng)態(tài)范圍不得存在其他雜散頻率。 SFDR通常采用功率單位(dBc)，量化為目標(biāo)載波相對于下一個(gè)最大有效頻率的功率的范圍。然而，該參數(shù)也可以滿量程信號為基準(zhǔn)，以功率單位(dBFS)為計(jì)量單位。這是一個(gè)重要的區(qū)別，因?yàn)槟繕?biāo)載波可能是功率相對較低的信號，而且遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于至ADC的滿量程輸入。當(dāng)情況確實(shí)如此時(shí)，SFDR在區(qū)分信號與其他噪聲和雜散頻率時(shí)變得至關(guān)重要。

是什么對ADC的SFDR構(gòu)成限制？

諧波頻率是基波頻率的整數(shù)倍數(shù)。對于設(shè)計(jì)良好的單芯片ADC內(nèi)核，SFDR一般主要由載波頻率與目標(biāo)基波頻率的第二或第三諧波之間的動(dòng)態(tài)范圍構(gòu)成。一些窄帶ADC數(shù)據(jù)手冊只會(huì)定義較窄的工作頻帶內(nèi)的SFDR，這種情況下，第二和第三諧波一般都位于帶外。其他數(shù)據(jù)手冊可能描述較寬帶寬內(nèi)的SFDR，同時(shí)就實(shí)現(xiàn)該性能要滿足的條件做出說明。盡管第二或第三諧波一般可能是主導(dǎo)雜散頻率，但由于存在其他系統(tǒng)原因，有些雜散也可能會(huì)限制GSPS ADC的SFDR性能。例如，多個(gè)交錯(cuò)ADC內(nèi)核可能會(huì)把交錯(cuò)偽像帶入頻域，從而產(chǎn)生雜散頻率。這些在量級上有可能比基波頻率的第二或第三諧波大。因此，它們會(huì)成為SFDR的主導(dǎo)限制因素。盡管這可能不符合直覺，但在交錯(cuò)ADC數(shù)據(jù)手冊中，SFDR參數(shù)值可能會(huì)伴隨一條警告消息，稱計(jì)算時(shí)未納入交錯(cuò)雜散(圖1)。

圖1.這是一款單芯片12位ADC的FFT，其中，第三諧波為SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。在這種情況下，從基波(–1 dBFS)到第三諧波(–82 dBFS)的動(dòng)態(tài)范圍為–81 dBc，因?yàn)閯?dòng)態(tài)范圍是相對于載波功率的。

窄帶SFDR要以外推至寬帶SFDR嗎？

如果系統(tǒng)只需要較窄的頻帶，則可使用帶通抗混疊輸入濾波器來抑制目標(biāo)頻帶以外的諧波或偽像。只要無需觀察濾波頻帶范圍內(nèi)的信號，這對某些應(yīng)用來說可能非常有效。但對于帶寬信號采集系統(tǒng)來說，這卻是不可行的。在有些數(shù)據(jù)手冊中，ADC的SFDR參數(shù)值也可能針對的是很窄的一部分帶寬，要比ADC的滿量程輸入帶寬小得多。 一般地，我們不能假定，可對針對窄頻帶的SFDR進(jìn)行外推，以在較寬或滿量程奈奎斯特頻帶(即Fs/2)中獲得相同的性能。其主要原因在于，針對基波窄帶的頻率規(guī)劃的目的就是過濾掉較高諧波并將其推至目標(biāo)頻帶以外。如果移除濾波器，則這些諧波和其他雜散將成為系統(tǒng)中寬帶SFDR的一部分(圖2和圖3)。

圖2.實(shí)際上，窄帶應(yīng)用可能使用寬帶SFDR較差的ADC。利用抗混疊濾波器來抑制紅色陰影區(qū)域的頻率，就可以將會(huì)導(dǎo)致SFDR性能下降的任何諧波或雜散過濾到帶外。

圖3.運(yùn)用相同的條件，同時(shí)假定移除ADC濾波，結(jié)果，寬帶諧波或雜散會(huì)對SFDR形成限制。這種情況表明，將優(yōu)良的窄帶SFDR外推至寬帶SFDR是不可行的。

差分輸入ADC的SFDR可能受到其他前端系統(tǒng)元件的影響嗎？

多數(shù)高速ADC采用一種差分輸入結(jié)構(gòu)，具有良好的共模噪聲抑制能力。然而，這需要許多采集系統(tǒng)在ADC輸入前端將單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號。對于從單端到差分信號的這一轉(zhuǎn)換過程，主要選擇是無源巴倫或變壓器及有源放大器。雖然系統(tǒng)的這一部分有許多高性能元件可供選擇，但是，即使最好的解決方案也會(huì)存在一些較小的差分不平衡，結(jié)果會(huì)使目標(biāo)信號失真，并減小通過ADC的SFDR。 ADC前端的差分輸入信號各端之間的相位失配會(huì)導(dǎo)致基波信號諧波功率增加。當(dāng)差分信號的一端在時(shí)間上先于另一端且提前量達(dá)到相對于其周期的一定相位量時(shí)，就可能發(fā)生這種情況。其效應(yīng)如圖4所示，此時(shí)，差分對的一端比另一端提前較小的周期相位量。

圖4.這種情況下，巴倫輸出與ADC差分輸入之間存在幾度的相位失配。如果差分輸入在相位上完全匹配，這可能導(dǎo)致FFT中的第二諧波比其他情況下高，從而對SFDR造成影響。

差分信號采集系統(tǒng)前端的另一不平衡可能是幅度失配。當(dāng)差分信號一端的增益不同于其補(bǔ)碼時(shí)，ADC輸入就會(huì)把一端視為較大信號，另一端視為較小信號。在其他情況下，這會(huì)減小基波信號的全功率，降低SFDR的dBc值。差分輸入端如果存在2-dB的幅度失配，結(jié)果會(huì)導(dǎo)致滿量程輸入信號功率下降1-dB。這些前端信號完整性方面的每個(gè)問題都可能使ADC的SFDR性能以及整個(gè)系統(tǒng)的信號解碼能力下降。

可能限制SFDR的ADC架構(gòu)有哪些？

采樣速率達(dá)到且超過1 GSPS的幾種ADC采用一種交錯(cuò)方案，利用一對或幾個(gè)分立通道或內(nèi)核來實(shí)現(xiàn)完全高速數(shù)據(jù)速率。例如，可以基于交錯(cuò)方案，用一個(gè)雙通道ADC來實(shí)現(xiàn)完全采樣速率，其中，每個(gè)內(nèi)核輪流使用采樣過程。當(dāng)一個(gè)通道在采樣時(shí)，另一通道將處理前面的采樣。交錯(cuò)架構(gòu)也可使用3個(gè)或更多ADC內(nèi)核。

采用交錯(cuò)方法時(shí)，多個(gè)ADC內(nèi)核可以并行工作，從而實(shí)現(xiàn)高于單核的采樣速率。然而，每個(gè)這些內(nèi)核的輸入端之間都存在相位、失調(diào)、增益和帶寬微小差異。結(jié)果，新的交錯(cuò)偽像和圖像雜散可能進(jìn)入頻譜中，從而導(dǎo)致ADC寬帶SFDR下降。這會(huì)減小系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，降低其分辨弱目標(biāo)信號與交錯(cuò)雜散的能力。為了緩解交錯(cuò)ADC看到的偽像，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可能需要仔細(xì)閱讀應(yīng)用筆記，了解特殊校準(zhǔn)模式和方法，以便對雜散做出細(xì)致的安排。 只有一個(gè)處理內(nèi)核的單芯片ADC架構(gòu)不會(huì)出現(xiàn)交錯(cuò)雜散。例如，作為一種寬帶轉(zhuǎn)換器，單核流水線ADC都會(huì)標(biāo)榜相對較高的SFDR，一般受第二或第三諧波的限制。

交錯(cuò)ADC的性能在頻域中有著怎樣的表現(xiàn)？

對于由三個(gè)分立交錯(cuò)內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有兩個(gè)增益和相位圖像雜散及一個(gè)失調(diào)雜散(圖5)?？稍?/3 × 奈奎斯特頻率時(shí)看到失調(diào)雜散，但在這種情況下，失調(diào)雜散并非SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。SFDR限制增益和相位雜散可在(2/3 × 奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時(shí)看到。

圖5.在該FFT中，在一個(gè)交錯(cuò)系統(tǒng)板上采用了三個(gè)分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)交錯(cuò)雜散偽像會(huì)給SFDR帶來–8 dBc的限制，而第二諧波為–85 dBFS。 幅度上最大的雜散是系統(tǒng)SFDR的最大貢獻(xiàn)因素。如果沒有交錯(cuò)雜散，SFDR將是從基波頻率到第二諧波的動(dòng)態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯(cuò)圖像雜散會(huì)導(dǎo)致SFDR性能下降–8-dB。 對于由四個(gè)分立交錯(cuò)內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有三個(gè)增益和相位圖像雜散及兩個(gè)失調(diào)雜散(圖6)。在奈奎斯特頻率以及? × 奈奎斯特頻率下存在失調(diào)雜散，在(奈奎斯特頻率–模擬輸入頻率)下另有一個(gè)圖像雜散，但在這種情況下，這些都不是SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。主要增益和相位雜散可在(1/2 ×奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時(shí)看到。

圖6.在該FFT中，在一個(gè)交錯(cuò)系統(tǒng)板上采用了4個(gè)分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)圖像雜散偽像會(huì)在? × 奈奎斯特頻率 ± Ain時(shí)影響SFDR，給SFDR帶來–13 dBc的限制，而第三諧波為–84 dBFS。 如果這些雜散的幅度大于第二或第三諧波，則會(huì)成為系統(tǒng)中SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。如果沒有交錯(cuò)雜散，SFDR將是從基波頻率到第三諧波的動(dòng)態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯(cuò)圖像雜散會(huì)導(dǎo)致SFDR性能下降–13-dB。

SFDR的其他限制因素

造成SFDR性能下降的另一潛在領(lǐng)域是系統(tǒng)設(shè)計(jì)，即在設(shè)計(jì)允許外部噪聲耦合到ADC的模擬輸入端或時(shí)鐘輸入端時(shí)。另外，如果系統(tǒng)板布局規(guī)劃不當(dāng)，ADC的數(shù)字輸出端有可能耦合回輸入端。外部噪聲也可能耦合到ADC的基準(zhǔn)電壓源、電源或接地域上。如果噪聲足夠大且具有半周期性，則會(huì)在系統(tǒng)的頻域中表現(xiàn)為無用的SFDR限制雜散，與基波頻率或ADC架構(gòu)均無關(guān)系。

GSPS ADC的未來發(fā)展趨勢

具有高寬帶SFDR的GSPS ADC目前已經(jīng)上市，這類器件不存在過去曾對系統(tǒng)性能形成限制的交錯(cuò)偽像。AD9860是一款雙通道、14位、1-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現(xiàn)78 dBc的SFDR。AD9625是一款12位、2-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現(xiàn)80 dBc的典型寬帶SFDR。 SFDR是GSPS和ADC的一個(gè)重要而關(guān)鍵的性能指標(biāo)。寬帶SFDR一般受基波信號第二或第三諧波的限制。單通道單芯片流水線ADC及其他高級架構(gòu)為高性能GSPS轉(zhuǎn)換器開創(chuàng)了一個(gè)新的前沿。在頻域中，它們不存在ADC架構(gòu)過去在GSPS空間所表現(xiàn)的交錯(cuò)雜散。

對于要求寬帶響應(yīng)的應(yīng)用，查看、規(guī)劃和移除這些偽像可能面臨諸多問題。新型解決方案可以解決這些系統(tǒng)問題，同時(shí)還能在整個(gè)寬帶頻譜內(nèi)提供最先進(jìn)的SFDR性能。