引言

功率因數(shù)校正轉換器讓輸入電流追隨輸入電壓，這樣，負載就好像是一個連接為其供電的電壓源的電阻器。有源PFC中使用的最為普遍的電源拓撲是非隔離式升壓轉換器。就高功率級而言，兩個升壓單元可連接同一個橋整流器，并工作在180 °異相下（圖1）。這被稱作雙相交叉式PFC。通過控制兩個相位的電感電流180 °異相，可同時降低輸入和輸出電流紋波。結果，我們便可以使用更小的電磁干擾濾波器，從而降低材料成本。由于兩個升壓電路中所使用的兩套組件之間的差異，兩個電感電流必然不同。當PFC進入連續(xù)導電模式（CCM）時，這種情況更甚。失衡電流在一個相引起更多熱應力，并且它還可能會誤觸發(fā)過電流保護。因此，對于交叉式PFC設計而言，電流平衡機制非常必要1-4 。

本文為你介紹平衡電感電流的三種不同數(shù)字控制方法。第一種方法檢測每個開關周期的電感電流，比較兩個相位之間的電流差異，然后逐周期調節(jié)一個相位的占空比。第二種方法僅對每半個AC周期的占空比進行調節(jié)。第三種方法使用兩個獨立電流環(huán)路，單獨控制每個相位。由于這些環(huán)路共用相同的電流基準，因此電流被自動平衡。

方法1：逐周期占空比調節(jié)

在這種方法中，使用一個分流器檢測總電流。一個平均電流模式控制用于強制輸入電流追隨輸入電壓。脈寬調制（PWM）控制器產生兩個信號，每個信號都有相同的占空比但異相180 °，用以驅動兩個升壓級。在每個相位，電流變壓器（CT）放置于MOSFET 正上方，以檢測開關電流。對CT 輸出采樣，然后相互比較；之后，誤差乘以增益K，倍增輸出用于相應調節(jié)相位2的占空比。例如，如果相位1具有比相位2更高的電流，則誤差為正。倍增器輸出（同樣為正）增加相位2 的占空比及其電流。圖2顯示了這種配置。

正確對CT電流采樣是這種方法的關鍵所在。由于CT輸出為鋸齒波，因此為公平比較，需在相同點對兩個電流采樣。例如，在開關“導通”時間的中間位置進行采樣，如圖3所示。此處，失衡電流引起不同的CT輸出大小。

正確CT電流采樣以后，逐周期方法便可獲得良好的電流平衡。圖4顯示了360W。數(shù)字控制交叉式PFC的測試結果。正如我們看到的那樣，電感電流之間存在巨大的差異，但在平衡以后它們幾乎重疊在一起。

由于在每個開關周期都對第二個相位占空比進行調節(jié)，并且由于各個周期之間的電流差異不同，每個周期的調節(jié)可能也不同，因此這種方法必然會給AC輸入電流帶來高頻噪聲。圖5a顯示了電流平衡變得平滑且干凈以前的AC輸入電流波形。一旦使用了電流平衡，高頻噪聲便會出現(xiàn)（圖5b）。

方法2：半AC周期占空比調節(jié)

由于在每個開關周期都對占空比進行調節(jié)會給總輸入電流帶來高頻噪聲，因此嘗試僅在每個半AC周期對占空比進行調節(jié)看似為一種合理的辦法。每個半AC周期的平均或者峰值電感電流均可用于電流平衡。例如，利用與圖2所示類似的配置，強制每個半AC周期的峰值電感電流均相等。仍然在每個開關周期對I_CT1和I_CT2采樣，并且固件在每個半AC周期發(fā)現(xiàn)I_CT1和I_CT2的峰值。然后，比較這些峰值，并且使用誤差來調節(jié)占空比。在每個半AC周期計算電流差異一次，因此相同的占空比調節(jié)運用于下一個半AC周期。這樣，便從根本上解決了高頻噪聲問題。測試結果表明，AC電流波形幾乎與使用電流平衡以前一樣；高頻噪聲消失了。

另外，這種方法也有一個缺點。由于連續(xù)導電模式（CCM）和非連續(xù)導電模式（DCM）下，占空比與輸入電流傳輸函數(shù)的關系不同，因此轉換器動態(tài)可能會突然變化。即使總輸入電流仍然為正弦曲線，但在半AC周期使用相同的占空比調節(jié)會使電感電流失真（圖-6）。另外，由于兩個升壓電路中使用的兩套組件之間存在差異，電路在每個半AC周期的不同點進入CCM。所以，兩個相位的失真情況也不一樣。另一方面，與圖4a所示失衡電流不同，這種方法會強制每個半AC周期的電感電流峰值相等，因此電流確實在一定程度上實現(xiàn)了平衡。

方法3：雙電流控制環(huán)路

在前面的一些方法中，都僅有一個電流控制環(huán)路?？傠娏饔糜陔娏鳝h(huán)路控制，而兩相位從相同控制環(huán)路獲得相同的占空比。如果使用相同電流基準的兩個電流控制環(huán)路，并且每個單獨控制一個相位，則閉環(huán)控制會強迫電流自動平衡，從而使占空比調節(jié)變得無必要。

就模擬控制器而言，再添加一個環(huán)路意味著添加另一個補償網絡和另一個反饋引腳。不可避免的是，它會增加成本和設計工作量。利用一個普通數(shù)字控制器，通過固件實現(xiàn)這種電流控制環(huán)路。增加第二環(huán)路意味著增加額外的代碼，乍看好像是一種好的解決方案。但是，額外代碼需要額外的CPU執(zhí)行時間。僅用于一個環(huán)路計算的CPU，現(xiàn)在需要服務于兩個環(huán)路。要想在不導致任何中斷溢出的情況下完成這項工作，就需要提高CPU 速度。它要求更高成本的CPU ，并且功耗也隨之增加。另一種選擇是降低控制環(huán)路速度—例如，從50kHz降低到25kHz。CPU速度保持不變，并且在不導致任何中斷溢出的情況下完成雙環(huán)路計算。然而，由于控制環(huán)路速度降低，環(huán)路帶寬便受到限制，而低帶寬又會降低PFC性能。

集成控制解決方案

第二代數(shù)字控制器，例如：TI UCD3138 等，為我們提供了一種不一樣的解決方案。它是一種完全可編程數(shù)字控制器，但控制環(huán)路通過固件實現(xiàn)。這種控制環(huán)路基于比例積分導數(shù)（PID），是一種雙極、雙零數(shù)字補償器。所有環(huán)路計算均由固件完成，并且速度可達2MHz。固件只需對PID系數(shù)進行配置。它允許使用一顆低速CPU，因為其只需完成低速任務，例如：內務處理和通信等。另外，UCD3138 在芯片內擁有3個獨立的環(huán)路，因此可以在沒有使用任何額外硬件或者高速CPU的情況下，實現(xiàn)雙電流控制環(huán)路。圖7顯示了使用UCD3138 實現(xiàn)的這些雙控制環(huán)路的配置情況。需對每個相位的電流反饋信號進行測量。正常情況下，可以使用放置于MOSFET上方的CT。由于不需要分流器，因此這種配置還可提高效率。

因為CT放置于每個開關的正上方（圖7），所以它僅檢測開關電流。它只是電感電流的上升部分，然而每個電流環(huán)路都控制平均電感電流。仍然在PWM“導通”時間的中間位置，對CT電流信號進行采樣（圖3）。它是一個瞬間值，在圖8和圖9中表示為ISENSE。僅當電流連續(xù)時，采樣的開關電流（ISENSE）才等于平均PFC電感電流（圖8）。當電流變得不連續(xù)時（圖9）。ISENSE不再等于平均PFC電感電流。為了控制平均電感電流，需推導出采樣ISENSE的中間點與開關期間的平均電感電流之間的關系，并同時適用于CCM和DCM。

對于穩(wěn)態(tài)運行的升壓型轉換器來說，升壓電感的伏秒在每個開關期間均保持平衡：

其中，tA為電流升時間（PWM“導通”時間），tB為電流降時間（PWM“關斷”時間），VIN為輸入電壓，而VOUT 為輸出電壓，并假設所有功率器件均為理想狀況。由圖8和圖9，可根據(jù)ISENSE 計算出平均電感電流（IAVE）：

其中，t為開關時間。組合方程式1和2得到：

利用方程式3，我們可以通過瞬時開關電流（ISENSE） 解釋平均電感電流（IAVE ）。IAVE 為期望電流，而ISENSE 為電流控制環(huán)路的電流基準。檢測出真實瞬時開關電流，然后與該基準比較，最后將誤差發(fā)送至電流控制環(huán)路。

圖10顯示了這種方法的測試結果。如圖4所示，即使兩-個電感電流具有較寬的方差，在使用電流平衡以后它們也能幾乎完全重疊。同時，總AC電流保持平順和干凈。

結論

我們對交叉式升壓PFC使用的三種電感電流平衡數(shù)字控制方法進行了評估。通過比較電流差異和逐周期調節(jié)占空比，可以非常好地平衡電流。但是，這種方法還給總輸入電流注入了高頻噪聲。每個半AC周期僅調節(jié)一次占空比消除了高頻噪聲，但即使總AC電流為正弦曲線，每個單獨電感電流還是失真。更好的方法是使用兩個電流環(huán)路，每個環(huán)路單獨控制一個相。由于兩個電流環(huán)路共用相同的電流基準，因此電流被自動平衡。利用一個數(shù)字控制器，第二環(huán)路的成本僅為一些額外的代碼。測試結果表明，第三方法獲得了最佳的性能。

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