現(xiàn)代數(shù)字無(wú)線通信發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)給設(shè)備設(shè)計(jì)者們帶來(lái)了越來(lái)越多的挑戰(zhàn)。數(shù)據(jù)吞吐量不斷提升的趨勢(shì)，使得所發(fā)射信號(hào)的調(diào)制密度和載波帶寬也隨之增加。由于更高階次的調(diào)制方法的采用，峰均值比例也要增加。因此，在傳送相同的rms功率電平信號(hào)時(shí)，要保持良好的相鄰信道功率比，就要使用互調(diào)失真范圍更大而噪聲更小的器件。

基帶、IF（中頻）和RF（射頻）帶寬在信道中傳輸時(shí)必須要保持平坦，以便維持調(diào)制載波的頻譜形狀。而且，如果運(yùn)用了數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，高次諧波就必須能通過基帶輸入，增益的平坦性也需維持到三次諧波頻率分量。當(dāng)射頻發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)需要在非常寬的RF頻率范圍上工作時(shí)，整個(gè)信號(hào)鏈的RF增益的平坦度是設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。最大限度減小信號(hào)鏈增益隨著頻率的變化而出現(xiàn)的波動(dòng)，就可以減輕信號(hào)鏈規(guī)劃和預(yù)算安排的負(fù)擔(dān)。本文將專注于IQ調(diào)制器的討論，它是現(xiàn)代發(fā)射機(jī)中一個(gè)關(guān)鍵的組成部分。

IQ寬帶調(diào)制器

ADL5385是一種IQ寬帶調(diào)制器，使用了一個(gè)2x的本地振蕩器來(lái)實(shí)現(xiàn)五倍頻程（50MHz～2.2GHz）的工作范圍。此外，它還集成了一個(gè)溫度傳感器，其RF輸出還可以直接驅(qū)動(dòng)一個(gè)50？的負(fù)載。

圖1 ADL5385結(jié)構(gòu)框圖

IQ調(diào)制器可將基帶信號(hào)的頻率通過混頻電路平移到RF頻譜中所要求的位置上。它包含一個(gè)來(lái)自于本地振蕩器的輸入，其可分解成同相和正交分量。這兩個(gè)信號(hào)驅(qū)動(dòng)各自的混頻器，而這些混頻器還受到同相和正交基帶信號(hào)驅(qū)動(dòng)。來(lái)自這兩個(gè)混頻器的輸出相加后可以產(chǎn)生一個(gè)RF或者IF頻段的調(diào)制載波。ADL5385不但包含這些基本的模塊，還采用一個(gè)“一分為二”的有源LO分配器來(lái)取代傳統(tǒng)的無(wú)源多相濾波器，故可以實(shí)現(xiàn)寬達(dá)五個(gè)10倍頻程的調(diào)諧范圍。圖2所示為ADL5385的寬帶特性，在整個(gè)輸出頻率范圍內(nèi)，其輸出功率有著非常平坦的響應(yīng)，1dB帶寬達(dá)到1300MHz。

圖2 不同溫度下的系統(tǒng)單邊帶輸出

用誤差向量大小衡量信號(hào)質(zhì)量

誤差向量（EVM）可以用來(lái)衡量信號(hào)調(diào)制的質(zhì)量，它直接受到調(diào)制器內(nèi)積分和幅度誤差的影響。通過觀察單邊帶頻譜中的邊帶抑制程度可以測(cè)量出積分和幅度誤差的大小。從圖2中還可以看出，ADL5385 IQ調(diào)制器未經(jīng)補(bǔ)償?shù)倪厧б种颇芰υ?00MHz以內(nèi)都低于-38dBc。一般來(lái)說，這樣的邊帶抑制能力可以保證EVM大小能更容易地為大多數(shù)通信標(biāo)準(zhǔn)所接受。如果需要更高的性能，則可以通過調(diào)整基帶信號(hào)的相對(duì)幅度和相位來(lái)使邊帶抑制性能達(dá)到最優(yōu)化。

圖3中的頻譜、星座圖和眼圖是利用5.056941 MSym/s的隨機(jī)數(shù)據(jù)借助α參數(shù)為0.18的濾波器產(chǎn)生的。對(duì)典型的有線調(diào)制/解調(diào)器頭端來(lái)說，這一信號(hào)足以逼真地模仿其數(shù)據(jù)傳輸率和調(diào)制性能?？梢钥闯觯@個(gè)信號(hào)的EVM大小是0.33%rms，它的積分誤差是0.27°，增益誤差是0.003dB。

圖3 64－QAM（正交幅度調(diào)制）載波在350MHz下的頻譜、星座圖和眼圖

圖3中的性能參數(shù)是在未對(duì)基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字補(bǔ)償?shù)那闆r下獲得的。上述特性連同很寬的RF調(diào)諧范圍，使得該調(diào)制器不需要經(jīng)過出廠前的校準(zhǔn)就可以投入使用。這可以大大減少在設(shè)計(jì)和制造上所需花費(fèi)的時(shí)間和精力。

信號(hào)質(zhì)量和功率電平

圖4示出了在同一種64-QAM調(diào)制載波的情況下，ACPR（相鄰信道功率比）隨輸出功率所發(fā)生的變化。其中，碼率為5.056941MSym，濾波器α系數(shù)為0.18，相鄰信道帶寬為5.25MHz。

圖4 64－QAM相鄰信道功率比隨輸出功率的變化情況

ADL5385 IQ調(diào)制器的低失真特性，使之能達(dá)到很高的輸出功率電平，而對(duì)相鄰信道的泄漏最小。這樣，射頻系統(tǒng)后續(xù)電路級(jí)的增益可以降低。

“一分為二”（1/2）分配器實(shí)現(xiàn)了寬帶操作

有線調(diào)制解調(diào)器頭端之類的系統(tǒng)，必須能在40～900MHz范圍內(nèi)動(dòng)態(tài)的放置載波。用無(wú)源的電阻電容多相網(wǎng)絡(luò)將LO分解成相互正交分量的傳統(tǒng)調(diào)制器，并不能達(dá)到這么寬的頻率范圍。這是因?yàn)樽枞菥W(wǎng)絡(luò)只能針對(duì)一個(gè)特定的中心頻率進(jìn)行調(diào)諧，而且其有效范圍只能覆蓋兩倍頻程。使用IQ調(diào)制器可將基帶信號(hào)上變頻到電纜傳輸頻帶以上的IF頻段，該頻率大約為1100 MHz。該IF信號(hào)隨后通過混頻器實(shí)現(xiàn)降頻，進(jìn)入電纜頻帶。這些解決方案需要使用更多的器件，其設(shè)計(jì)的復(fù)雜性增加了人們?cè)谠O(shè)計(jì)上所花費(fèi)的時(shí)間和精力。顯然，如果上述信號(hào)鏈可以被簡(jiǎn)化為單級(jí)式直接發(fā)射架構(gòu)的話，系統(tǒng)的成本和復(fù)雜度都可以得以降低。

ADL5385利用“二分”型LO分配器來(lái)克服傳統(tǒng)IO調(diào)制器只能覆蓋兩個(gè)倍頻程的局限性。圖5示出了這種結(jié)構(gòu)，從圖中可以看到LO信號(hào)和其反相信號(hào)分別成為兩個(gè)D型觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)。在ADL5385中，反相信號(hào)是通過讓輸入到形成差分構(gòu)形的兩個(gè)D觸發(fā)器上的某個(gè)信號(hào)的極性顛倒而得到的。對(duì)圖5中時(shí)序進(jìn)行仔細(xì)的觀察，就會(huì)發(fā)現(xiàn)，保證所施加的LO信號(hào)處在RF輸出頻率的1/2頻率上且LO信號(hào)的占空比恰好是50％，將是非常重要的。任何50％的偏移都將對(duì)90°的信號(hào)分離特性產(chǎn)生不利影響，而這接下來(lái)還會(huì)影響邊帶的抑制能力。

圖5 ADL 5385IQ調(diào)制器使用了一個(gè)“二分”分相器電路

大基帶帶寬可增加數(shù)據(jù)容量。

在單通道調(diào)制系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)容量可利用更高階次的調(diào)制方案或更大的頻帶寬度來(lái)予以提升。圖６示出ADL5385的歸一化的基帶頻率響應(yīng)。由于載波帶寬增加，如何在載波信號(hào)的頻帶寬度范圍上保持一個(gè)平坦的增益就成為難點(diǎn)。如果增益波動(dòng)太大，則可能在數(shù)字域中進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償。這個(gè)處理過程將需要每個(gè)射頻頻率下響應(yīng)特性的測(cè)量結(jié)果，并會(huì)增加設(shè)計(jì)的復(fù)雜性并提高射頻系統(tǒng)的制造成本。ADL5385在寬達(dá)85MHz的范圍內(nèi)可以保證0.1dB的基帶增益平坦度。這就意味著對(duì)于大多數(shù)的應(yīng)用來(lái)說，無(wú)需實(shí)行任何類型的預(yù)補(bǔ)償。

圖6 ADL5385基帶歸一化頻率響應(yīng)

與基帶IQ DAC的無(wú)縫接口

ADL5385能與Analog Devices公司的Transmit 數(shù)模轉(zhuǎn)換器（TXDAC）系列產(chǎn)品實(shí)現(xiàn)無(wú)縫集成。在二者之間的接口一般需要用到6個(gè)電阻和1個(gè)簡(jiǎn)單的LC濾波器（見圖７）。來(lái)自于DAC的每一路輸出的4個(gè)接地電阻，可以為ADL5385基帶輸入提供500mV的DC偏置，而連接在每個(gè)差分對(duì)之間的電阻則調(diào)節(jié)基帶輸入的AC擺幅。采用這種簡(jiǎn)化的接口，就可以避免采用單端差分或者電平平移放大器的必要。

圖7 AD9779和ADL5385接口的原理圖

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