測(cè)試精密儀器需要超低失真和低噪聲高性能信號(hào)發(fā)生器。需要新的概念來(lái)確保高性能水平的表征。ADMX1002等參考設(shè)計(jì)利用高性能精密數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）簡(jiǎn)化了這項(xiàng)任務(wù)，這些轉(zhuǎn)換器的精度和分辨率達(dá)到了前所未有的水平。1此外，添加新穎的數(shù)字預(yù)失真算法可以進(jìn)一步增強(qiáng)測(cè)試信號(hào)保真度，以小巧、低成本的外形尺寸實(shí)現(xiàn)前所未有的低失真信號(hào)。

介紹

精密模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 和高保真音頻設(shè)備（編解碼器、MEMS 麥克風(fēng)等）的發(fā)展繼續(xù)增加自動(dòng)化測(cè)試設(shè)備 （ATE） 對(duì)高性能音頻和任意信號(hào)生成的需求。表征、驗(yàn)證和測(cè)試這些器件的直流和交流特性所需的多種高性能儀器對(duì)開發(fā)和生產(chǎn)測(cè)試的成本產(chǎn)生了溢價(jià)，有時(shí)甚至禁止或限制了測(cè)試覆蓋率。

在可能的情況下，測(cè)試工程師會(huì)開發(fā)內(nèi)部解決方案作為替代方案，但這是以犧牲時(shí)間和資源為代價(jià)的。ADMX1002超低失真信號(hào)發(fā)生器模塊等參考設(shè)計(jì)旨在提供一種替代方案來(lái)加速這一發(fā)展。

圖1.ADMX1002 超低失真和低噪聲信號(hào)發(fā)生器。

ADMX1002解決了硬件和軟件開發(fā)方面的挑戰(zhàn)。除了通過(guò)簡(jiǎn)單的串行接口抽象化設(shè)計(jì)復(fù)雜性外，它還可自動(dòng)生成多個(gè)正弦波和任意波形。此外，ADMX1002采用新穎的數(shù)字預(yù)失真算法，進(jìn)一步提高了信號(hào)鏈中DAC和放大器的性能。

高性能混合信號(hào)測(cè)試需求

現(xiàn)代ADC和其他混合信號(hào)器件通常需要一個(gè)源來(lái)測(cè)試高性能直流和交流特性。在所有情況下，源必須超過(guò)被測(cè)器件 （DUT） 的性能。

執(zhí)行直流測(cè)試以確保沒有失碼，并驗(yàn)證差分非線性（DNL）、積分非線性（INL）以及失調(diào)和增益誤差。這些測(cè)試需要低噪聲和高分辨率直流耦合、單脈沖、線性信號(hào)，例如斜坡，以表征INL和DNL性能。對(duì)于這種類型的測(cè)試，需要高分辨率來(lái)執(zhí)行ADC中的所有可用代碼。

交流測(cè)試可驗(yàn)證總諧波失真 （THD）、信噪比和失真比 （SINAD） 和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍 （SFDR） 等規(guī)格。這些測(cè)試通常使用最高質(zhì)量的音調(diào)（正弦波）進(jìn)行，這意味著它不應(yīng)包含任何高于目標(biāo)規(guī)格的諧波含量。為了 完成 此 任務(wù)， 測(cè)試 工程 師 可以 使用 定制 濾波 器 來(lái) 消除 測(cè)試 信號(hào) 中 不需要 的 失真 產(chǎn)物， 從而 增加 系統(tǒng) 的 復(fù)雜 性 和 成本。然而，來(lái)自源頭的寬帶噪聲很難在目標(biāo)信號(hào)周圍濾除。來(lái)自源頭的噪聲需要低于被測(cè)ADC的本底噪聲，以確保其不會(huì)降低所需的測(cè)量目標(biāo)。

以下數(shù)據(jù)手冊(cè)總結(jié)了高性能ADC的規(guī)格：AD4020/AD4021/AD4022、ADAQ23878和AD7134，如表1所示。從此表中，我們可以看到我們的目標(biāo)是使THD優(yōu)于-123 dBc。

低失真的關(guān)鍵設(shè)計(jì)考慮因素：分辨率和線性度

失真可以表示為任何給定點(diǎn)的信號(hào)幅度誤差。這些誤差會(huì)導(dǎo)致偏離其理想信號(hào)形狀。對(duì)于數(shù)字合成信號(hào)，具有低至最低有效位（LSB）保證線性度的真正高分辨率DAC是準(zhǔn)確表示目標(biāo)信號(hào)的每個(gè)樣本的關(guān)鍵。由于INL和DNL是量化轉(zhuǎn)換器與其理想傳遞函數(shù)偏差的指標(biāo)，因此這些線性誤差對(duì)高保真信號(hào)的再現(xiàn)有直接影響。

由于周期信號(hào)的失真通常以THD表示，因此我們需要量化分辨率和INL對(duì)THD的影響，以便做出適當(dāng)?shù)腄AC精度選擇。為了觀察低THD，需要低本底噪聲，這意味著需要高信噪比（SNR）。從根本上說(shuō)，轉(zhuǎn)換器的SNR受到其量化噪聲的限制。人們普遍認(rèn)為，信噪比和分辨率通過(guò)表達(dá)式相關(guān)

其中 N 是轉(zhuǎn)換器中可用的位數(shù)，fs是采樣率，BW是測(cè)量的帶寬。2從表1中，我們可以看到至少需要一個(gè)優(yōu)于100.5 dB的SNR，或者理想情況下需要三倍，即大約110 dB。假設(shè)帶寬達(dá)到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，則110 dB SNR所需的分辨率為18位。

接下來(lái)，我們需要量化INL和THD之間的關(guān)系。為此，我們假設(shè)DAC具有弱二階INL。它的傳遞函數(shù)可以用多項(xiàng)式表示

其中y是DAC的輸出（以伏特為單位），x是輸入代碼。第一項(xiàng)的系數(shù)a表示與輸入代碼和輸出電壓相關(guān)的理想因子。第二項(xiàng)代表INL，其系數(shù)b遠(yuǎn)小于a。使用該DAC產(chǎn)生余弦信號(hào)x（t） = cos（ωt）將導(dǎo)致輸出

因?yàn)槿呛愕仁?/p>

我們可以將DAC輸出端的信號(hào)表示為

第二項(xiàng)現(xiàn)在顯示二次諧波失真（HD2）。這種關(guān)系表明INL對(duì)低失真信號(hào)的產(chǎn)生施加了基本限制。該分析也適用于高階INL項(xiàng)，這些項(xiàng)會(huì)產(chǎn)生高次諧波失真分量。例如，添加幅度c的三階非線性項(xiàng)會(huì)產(chǎn)生信號(hào)3:

假設(shè)我們采用18位DAC（根據(jù)我們的SNR計(jì)算），三階INL為2 LSB，則由三次諧波引起的失真預(yù)計(jì)為

這將達(dá)不到我們優(yōu)于?123 dBc的設(shè)計(jì)目標(biāo)。再增加兩個(gè)位將使失真再降低12 dB，達(dá)到?126 dBc。這意味著我們至少需要一個(gè)具有20位分辨率的DAC來(lái)實(shí)現(xiàn)失真目標(biāo)。

信號(hào)生成路徑設(shè)計(jì)

要設(shè)計(jì)能夠滿足失真和噪聲要求的源，首先要設(shè)計(jì)幾個(gè)關(guān)鍵元件：DAC及其基準(zhǔn)電壓源電路。這項(xiàng)任務(wù)可通過(guò)AD5791 20位精密DAC實(shí)現(xiàn)。如果使用10 V輸出范圍，其高分辨率和優(yōu)于1 LSB的線性度可確保最準(zhǔn)確地再現(xiàn)誤差小于10 μV的信號(hào)電平。

輸出信號(hào)路徑的簡(jiǎn)化圖如圖2所示。兩個(gè)AD5791以相反的極性工作，以實(shí)現(xiàn)全差分路徑，從而進(jìn)一步提高SNR，并將目標(biāo)信號(hào)與地引起的串?dāng)_解耦。LTC6655等低噪聲基準(zhǔn)電壓源與AD8676精密運(yùn)算放大器相結(jié)合，可為每個(gè)AD5791的高線性度雙極性操作提供必要的正基準(zhǔn)電壓源和負(fù)基準(zhǔn)電平。

圖2.ADMX1002 框圖。

由于AD5791采用高精度架構(gòu)，使用精密DAC生成信號(hào)時(shí)遇到的一個(gè)常見挑戰(zhàn)是代碼轉(zhuǎn)換之間產(chǎn)生的毛刺能量。4毛刺會(huì)扭曲正在生成的信號(hào)的時(shí)域特性，從而向DUT提供不需要的能量。對(duì)于周期性信號(hào)，這些毛刺會(huì)在頻域中產(chǎn)生與基頻諧波相關(guān)的雜散內(nèi)容。這個(gè)問(wèn)題的一個(gè)可能的解決方案是過(guò)濾毛刺能量，這會(huì)大大降低信號(hào)帶寬和信號(hào)源的建立時(shí)間。更好的解決方案是基于采樣保持電路實(shí)現(xiàn)去毛刺器5采用低電荷注入模擬開關(guān)，如運(yùn)算放大器ADG1236和運(yùn)算放大器AD8676。

圖3顯示了去毛刺器之后（頂部）和之前（底部）的10 kHz方波。底部跡線顯示了AD5791輸出端存在的代碼轉(zhuǎn)換毛刺。DAC和去毛刺器更新速率為1 MHz。來(lái)自開關(guān)的殘余電荷注入與產(chǎn)生的信號(hào)不諧波相關(guān)，可以通過(guò)輸出端的重建濾波器輕松濾除。

圖3.去毛刺器操作。時(shí)間刻度：5 μs/格靈敏度：5 mV/格測(cè)量帶寬：50 MHz。

去毛刺電路產(chǎn)生的信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波，然后使用采用全差分放大器（FDA）ADA4945-1的多級(jí)六階低通濾波器到達(dá)輸出端。需要這種高階重建濾波器來(lái)消除去毛刺器的殘余能量和超出第一奈奎斯特區(qū)的圖像，這些能量可能會(huì)混疊回DUT的輸入頻譜。6ADA4945-1實(shí)現(xiàn)差分輸出，以滿足現(xiàn)代ADC的輸入要求。此外，每個(gè)ADA4945-1僅產(chǎn)生1.8 nV/√Hz噪聲，并具有保證的0.5 μV/°C失調(diào)漂移，可實(shí)現(xiàn)高精度。

數(shù)字預(yù)失真

數(shù)字預(yù)失真或DPD是一種用于最小化信號(hào)路徑上組件引入的非線性的技術(shù)。DPD需要事先了解需要糾正的誤差，以便在工作期間從信號(hào)中減去這些誤差。因此，必須首先對(duì)信號(hào)路徑進(jìn)行測(cè)量。

測(cè)量信號(hào)路徑誤差的挑戰(zhàn)在于測(cè)量路徑需要具有比源路徑更低的失真;否則，來(lái)自測(cè)量路徑的誤差將被添加到源中，從而降低其性能。即使使用最好的ADC和放大器，實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)也不容易。例如，LTC2378-20是一款具有業(yè)界領(lǐng)先的固有線性度的20位ADC，可確?！? ppm INL，是AD5791的INL的兩倍。這意味著不可能通過(guò)簡(jiǎn)單地?cái)?shù)字化其傳遞函數(shù)的多個(gè)點(diǎn)來(lái)測(cè)量源路徑的傳遞函數(shù)誤差。需要采取更好的方法。

ADMX1002采用獲得專利的DPD算法，可改善用于校正源誤差的測(cè)量路徑的線性度。由于目標(biāo)是降低正弦波形的失真，因此源在測(cè)量階段生成單頻音。ADC前面的DPD檢測(cè)路徑基于此類信號(hào)增強(qiáng)了路徑的整體線性度。

波形的多個(gè)數(shù)字化段用于在數(shù)字域中重建信號(hào)，然后將其與數(shù)學(xué)模型進(jìn)行比較。從此操作中提取校正參數(shù)，并將其應(yīng)用于正弦波的生成。此過(guò)程需要多次迭代才能消除可能損壞結(jié)果的隨機(jī)錯(cuò)誤。一旦算法找到最佳校正，它就會(huì)停止并存儲(chǔ)上次迭代中使用的參數(shù)以生成信號(hào)。該算法的簡(jiǎn)化流程圖如圖 4 所示。

圖4.在ADMX1002中使用數(shù)字預(yù)失真生成波形。

由于校正特定于正在生成的信號(hào)，因此必須對(duì)具有不同幅度和頻率的任何其他信號(hào)執(zhí)行此分析。為了減少在ATE系統(tǒng)中設(shè)置不同波形所需的時(shí)間，處理后的波形數(shù)據(jù)可以存儲(chǔ)在板載閃存中，并隨時(shí)調(diào)用。ADMX1002可以存儲(chǔ)多達(dá)15種不同的波形，其中還包括雙音或任意模式。

不帶DPD的信號(hào)鏈的失真和噪聲性能如圖5所示。DPD算法對(duì)同一單元的影響如圖6所示，總THD超過(guò)?130 dBc標(biāo)記。與沒有DPD的硬件實(shí)現(xiàn)的?115 dBc相比，這提高了15 dB。

圖5.ADMX1002的頻譜產(chǎn)生2 V rms，1 kHz，無(wú)DPD。

圖6.ADMX1002的頻譜產(chǎn)生2 V rms，1 kHz，帶DPD。

除DPD算法外，幅度校正算法還使用DPD檢測(cè)路徑來(lái)補(bǔ)償重建濾波器對(duì)源路徑施加的衰減。

整個(gè)系統(tǒng)的處理、接口和控制由 SoC 執(zhí)行，其中包括帶有 Arm 內(nèi)核處理器的 FPGA 結(jié)構(gòu)。執(zhí)行的任務(wù)包括：?

波形合成

預(yù)失真算法執(zhí)行

非易失性模式存儲(chǔ)器管理

去毛刺器的精確定時(shí)控制

數(shù)據(jù)流到數(shù)模轉(zhuǎn)換器

模擬前端開關(guān)的控制

電源軌控制和排序

主機(jī)接口：SPI、狀態(tài)、并行控制

額外的DDR3 SDRAM支持SoC的處理任務(wù)，例如直接數(shù)據(jù)流到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。

為系統(tǒng)供電

在將所有部件組合在一起時(shí)，硬件設(shè)計(jì)人員始終面臨著將高性能電源軌引入整個(gè)系統(tǒng)的現(xiàn)實(shí)。數(shù)字元件通常需要在負(fù)載點(diǎn)調(diào)節(jié)多個(gè)低壓軌，而模擬和混合信號(hào)器件需要與數(shù)字元件的電源轉(zhuǎn)換正確解耦，并使用低噪聲電壓軌供電。為了簡(jiǎn)化此任務(wù)，ADMX1002包括一個(gè)完整的電源子系統(tǒng)，由低壓差（LDO）穩(wěn)壓器和電源監(jiān)控器組成，無(wú)需生成多個(gè)電源軌。

LDO穩(wěn)壓器消除了來(lái)自上游開關(guān)模式電源的無(wú)用紋波，防止敏感的模擬電路拾取在輸出頻譜中觀察到的雜散。此外，SoC 的關(guān)鍵電源軌由 LTC2962 監(jiān)控，LTC2962 可產(chǎn)生一個(gè)電源良好信號(hào)，主機(jī)系統(tǒng)可輪詢?cè)撔盘?hào)以進(jìn)行診斷?？傮w而言，ADMX1002只需要主機(jī)提供三個(gè)大容量電源軌：+3.3 V、+9.0 V和–9.0 V。簡(jiǎn)化的電源樹如圖7所示。

圖7.ADMX1002電源診斷樹。

對(duì)于LTM8049來(lái)說(shuō)，從+12 V（基于計(jì)算機(jī)的測(cè)試系統(tǒng)中的共電源軌）等正電源軌生成低噪聲±9.0 V電源軌的任務(wù)是微不足道的任務(wù)，它不需要外部磁性元件或復(fù)雜的布局。同樣，LTM8063也可以將+12 V降壓至+3.3 V。ADM7172-3.3、LT1965和LT3015等其他LDO穩(wěn)壓器有助于確保沒有紋波電流流入緊密封裝的ADMX1002，以保持干凈的輸出頻譜。圖8中的框圖顯示了EVAL-ADMX1002FMCZ評(píng)估板采用的這種配置。

圖8.EVAL-ADMX100XFMCZ 電源樹。

結(jié)論

本文 證明 了 通過(guò) 精心 設(shè)計(jì) 的 信號(hào) 路徑 和 信號(hào) 處理 技術(shù) 可以 滿足 對(duì) ADC 和 音頻 測(cè)試 的 需求。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)需要高分辨率DAC，注意確保輸出中沒有毛刺，并采用低失真放大器實(shí)現(xiàn)重建濾波器。通過(guò)實(shí)施使用混合信號(hào)算法優(yōu)化的數(shù)字反饋路徑，可以進(jìn)一步提高性能，以實(shí)現(xiàn)精確的信號(hào)重建。此外，一種新穎的數(shù)字預(yù)失真算法可以提取諧波失真信息，用于合成波形，從而補(bǔ)償源路徑的失真。