在對(duì)更快互聯(lián)網(wǎng)連接需求的推動(dòng)下，有線電視行業(yè)開發(fā)了新的網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，用于向用戶提供千兆服務(wù)。這種光纖深度方法使用遠(yuǎn)程 PHY 設(shè)備 （RPD），通過使用數(shù)字光纖將關(guān)鍵硬件移近用戶。這與無線（蜂窩）網(wǎng)絡(luò)中的遠(yuǎn)程射頻頭相當(dāng)，雖然這節(jié)省了空間并減少了前端的散熱，但它為遠(yuǎn)程設(shè)備帶來了新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

雖然絕對(duì)頻率較低，但有線電視信號(hào)的帶寬比無線信號(hào)寬得多，從108 MHz到1218 MHz跨越幾個(gè)倍頻程，具有多個(gè)帶內(nèi)諧波。RPD為設(shè)計(jì)人員帶來了一場(chǎng)完美的風(fēng)暴，其中RF和混合信號(hào)硬件必須覆蓋更寬的頻率范圍，具有更高的RF功率、更低的本底噪聲和更好的線性度，同時(shí)消耗更少的直流功率。每個(gè)下游最終級(jí)RF放大器的典型功耗為18 W，對(duì)于4端口系統(tǒng)，這大約是140 W至160 W功率預(yù)算的50%，通?？梢蕴峁┙oRPD（并由RPD耗散）。

ADI公司的電纜數(shù)字預(yù)失真（DPD）效率增強(qiáng)技術(shù)應(yīng)用于DPD優(yōu)化功率倍增器（ADCA3992），結(jié)合高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)的進(jìn)步，可實(shí)現(xiàn)單個(gè)DAC（如AD9162）和單個(gè)ADC（如AD9208），并輔以高度集成的時(shí)鐘解決方案（HMC7044），使全頻段DPD成為現(xiàn)實(shí)。

本文介紹向遠(yuǎn)程PHY的演變，以及ADI公司如何使用專有DPD解決效率和線性度挑戰(zhàn)，并將ADI的算法和IP核集成到OEM現(xiàn)有的FPGA實(shí)現(xiàn)中。

背景

自 60 多年前作為社區(qū)接入電視 （CATV） 推出以來，有線電視已從簡(jiǎn)單的單向（僅下行）模擬鏈路發(fā)展為復(fù)雜的多模、多通道雙向系統(tǒng)（包括上行或反向路徑），支持模擬電視、基于 IP 的標(biāo)準(zhǔn)清晰度 （SD） 和高清 （HD） 數(shù)字電視，以及用于互聯(lián)網(wǎng)下載和上傳的高速數(shù)據(jù)。這些服務(wù)由多個(gè)系統(tǒng)運(yùn)營(yíng)商 （MSO） 提供。

有線數(shù)據(jù)和數(shù)字電視服務(wù)使用電纜系統(tǒng)接口規(guī)范（DOCSIS）提供給消費(fèi)者，該規(guī)范由CableLabs和貢獻(xiàn)公司開發(fā)。前端（電纜調(diào)制解調(diào)器終端系統(tǒng)或CMTS）的配置經(jīng)歷了多次演變，包括將EdgeQAM調(diào)制器作為獨(dú)立單元或作為融合電纜接入平臺(tái)（CCAP）的一部分與CMTS集成。對(duì)下游數(shù)據(jù)容量的需求現(xiàn)在正以約50%的復(fù)合年增長(zhǎng)率（CAGR）增長(zhǎng)，這意味著需求大約每21個(gè)月翻一番。1為了滿足這一需求，自 1997 年 DOCSIS 1.0 發(fā)布以來，下行數(shù)據(jù)速率已從 40 Mbps 增加到 1.2 Gbps（廣泛部署的 DOCSIS 3.0 實(shí)施）。

這些下行速度提升是通過多種技術(shù)的組合實(shí)現(xiàn)的，包括通道綁定、更復(fù)雜的調(diào)制（從 64 QAM 移動(dòng)到 256 QAM）和更高的下行頻率上限（從 550 MHz 到 750 MHz 到 1002 MHz）。在美國(guó)，所有這些都是在保留傳統(tǒng)模擬電視服務(wù)中的 6 MHz 信道計(jì)劃（EuroDOCSIS 和 C-DOCSIS 為 8 MHz）的同時(shí)實(shí)施的，但為了支持高達(dá) 10 Gbps 的下行速率，有必要進(jìn)行更根本的更改，并于 2013 年發(fā)布了 DOCSIS 3.1 標(biāo)準(zhǔn)。雖然 DOCSIS 3.1 繼續(xù)支持傳統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)，但它使用頻譜效率更高的正交頻分復(fù)用 （OFDM） 技術(shù)，通道帶寬高達(dá) 190 MHz，支持高達(dá) 4096 QAM。此外，下行頻率范圍的頻率上限增加了20%以上，達(dá)到1218 MHz，并可選擇擴(kuò)展到1794 MHz。

隨著時(shí)間的推移沒有改變的一件事是使用阻抗為 75 Ω 的同軸電纜作為與用戶電纜調(diào)制解調(diào)器的物理鏈路。在 1990 年代之前，系統(tǒng)在前端和用戶之間使用 100% 同軸電纜，但目前的大多數(shù)部署都是混合光纖銅纜 （HFC）。在HFC中，模擬電光轉(zhuǎn)換器連接到前端的同軸輸出;然后使用光纖將信號(hào)傳輸?shù)娇拷?wù)區(qū)域的節(jié)點(diǎn)，然后通過光電轉(zhuǎn)換器，通過同軸電纜最終分配給用戶。通過架空或地下電纜與用戶進(jìn)行最后一英里的連接已成為系統(tǒng)的瓶頸，但升級(jí)到光纖到戶（FTTH）鏈路非常昂貴且具有破壞性，電纜MSO決心充分利用其現(xiàn)有的同軸電纜資產(chǎn)。與雙絞線電話電纜相比，同軸電纜具有相對(duì)良性的環(huán)境，具有固有的干擾或串?dāng)_屏蔽，并且由于阻抗不匹配而導(dǎo)致的信號(hào)反射水平適中。然而，從節(jié)點(diǎn)到最遠(yuǎn)用戶的典型距離可達(dá)1200英尺，頻率相關(guān)損耗特性非常顯著（108 MHz和1002 MHz之間有近17 dB的斜率），需要預(yù)加重或傾斜，由具有高通響應(yīng)的RF濾波器插件實(shí)現(xiàn)。

圖1.使用 HFC 部署有線電視。

在典型的HFC部署中，如圖1所示，從光節(jié)點(diǎn)連接的單根干線同軸電纜為數(shù)百個(gè)用戶供電，多路RF分路器將信號(hào)分配到子組，分路器將引入電纜連接到單個(gè)用戶。在典型的節(jié)點(diǎn) + n 系統(tǒng)中，寬帶升壓放大器定期插入網(wǎng)絡(luò)以提高信號(hào)電平，以確保電纜調(diào)制解調(diào)器具有足夠的信噪比 （SNR）。

為訂戶提供更大的數(shù)據(jù)容量

DOCSIS 干線電纜上的可用數(shù)據(jù)帶寬在所有連接的用戶之間共享，并且有兩個(gè)選項(xiàng)可以為所有用戶提供更多帶寬：

提高通過電纜的數(shù)據(jù)速率

減少連接到電纜的用戶數(shù)量

如前所述，通過使用通道綁定、高階調(diào)制方案以及擴(kuò)展頻譜以提供更多可用通道，可以提高標(biāo)題數(shù)據(jù)速率。然而，增加下游容量只是解決方案的一部分，因此網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)也已經(jīng)發(fā)展到減少連接到節(jié)點(diǎn)的用戶數(shù)量，最初通過節(jié)點(diǎn)分段或節(jié)點(diǎn)拆分，將支持的用戶數(shù)量從最多 2000 個(gè)減少到不到 500 個(gè)。這種方法有效但昂貴。拆分或分段的替代方法是通過使用具有數(shù)字光纖鏈路的分布式接入架構(gòu) （DAA） 將物理層 （PHY） 與 CCAP 分離來修改網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，如圖 2 所示。遠(yuǎn)程PHY硬件包含下游調(diào)制和RF級(jí)以及上行RF級(jí)和解調(diào)。從 CCAP 中刪除體積龐大且耗電的 PHY 組件，還可以在前端位置使用邊緣路由器實(shí)現(xiàn)虛擬 CCAP。

圖2.帶遠(yuǎn)程 PHY 的有線電視部署。

數(shù)字光纖提供比模擬光纖高得多的性能，具有更長(zhǎng)的覆蓋范圍（在確定節(jié)點(diǎn)位置方面提供更大的靈活性），并支持單根光纖上大約五倍以上的波長(zhǎng)。DAA方法還消除了傳統(tǒng)HFC網(wǎng)絡(luò)的電到光和光到電的轉(zhuǎn)換。這些轉(zhuǎn)換限制了光節(jié)點(diǎn)輸出端信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍：模擬轉(zhuǎn)換的本底噪聲和線性度都會(huì)影響調(diào)制誤差比（MER），這決定了支持高數(shù)據(jù)速率所需的高階調(diào)制的能力。

挑戰(zhàn)？

光纖深度架構(gòu)將通過更小的服務(wù)組規(guī)模、更大的頻譜分配自由度以及更好的下線 SNR 和 MER（對(duì)于 DOCSIS 3.1 中的高階調(diào)制至關(guān)重要）來為每個(gè)用戶提供更高的容量。由于數(shù)字光纖和新硬件距離用戶相對(duì)較近，因此也有可能獲得補(bǔ)充服務(wù)，例如在遠(yuǎn)程PHY節(jié)點(diǎn)上增加Wi-Fi接入點(diǎn)。然而，下游模擬發(fā)射鏈中也存在一些新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

DOCSIS 3.1 標(biāo)準(zhǔn)將下行頻率上限從 1002 MHz 擴(kuò)展到 1218 MHz，這意味著必須傳輸相當(dāng)于 35 個(gè)額外的 6 MHz 信道，并且圖 3 所示的上傾程度從 17 dB 增加到 21 dB。

圖3.傾斜補(bǔ)償，用于頻率相關(guān)的電纜損耗。

由于任何新系統(tǒng)都需要保持與現(xiàn)有部署的兼容性，并且最高 DOCSIS 3.0 通道（以 999 MHz 為中心）中的功率必須保持不變（通常為 57 dBmV），這意味著最高通道（以 1215 MHz 為中心）所需的射頻功率將為 61 dBmV。隨著通道的增加、傾斜度的增加以及電纜調(diào)制解調(diào)器對(duì)高SNR的需求，A類超線性功率放大器（功率倍增器混合）要求的輸出信號(hào)電平（節(jié)點(diǎn)輸出端口之前的最后一個(gè)有源元件）增加了一倍以上，達(dá)到76.8 dBmV的復(fù)合電平。為了滿足這種不斷增長(zhǎng)的RF功率需求，混合設(shè)計(jì)人員必須將每個(gè)混合直流偏置功率從10 W左右提高到18 W，在某些情況下，還需要將直流電源電壓從行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)值24 V提高到34 V。由于節(jié)點(diǎn)通常支持多達(dá)四個(gè)RF端口，每個(gè)端口都有自己的混合端口，并且通常由通過同軸電纜注入的60 V交流電源供電，因此這迫使設(shè)計(jì)發(fā)生重大變化，并產(chǎn)生了新的熱管理問題。

為了使用 DOCSIS 3.1 支持更高階的 QAM 配置文件，節(jié)點(diǎn)輸出端最苛刻的 MER 要求已從 43 dB 增加到 48 dB。2由于MER要求如此之高，DAC時(shí)鐘上的相位噪聲和雜散信號(hào)會(huì)開始對(duì)系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。功率倍增器的主要損傷是非線性失真，包括諧波和互調(diào)，直接影響MER以及帶內(nèi)和帶外失真。在 108 MHz 到 1218 MHz 的多倍頻程工作范圍內(nèi)，存在多個(gè)帶內(nèi)偶次和奇次諧波，并且對(duì)于 185 個(gè) D3.0 載波（或等效載波），存在一組非常復(fù)雜的 IM 產(chǎn)品。傾斜也具有重大影響，因?yàn)樯喜客ǖ乐械墓β时茸畹屯ǖ乐械墓β蚀?100 倍以上，并且顯著的差異頻率產(chǎn)品可能會(huì)落在這里。峰均功率比 （PAPR） 可超過 12 dB。

所有這些因素共同構(gòu)成了功率倍增器設(shè)計(jì)人員面臨的重大挑戰(zhàn)：更寬的帶寬、更高的平均和峰值功率以及更高的線性度。最新的A類GaAs/GaN推挽式混合器件（如ADCA3992）可以滿足帶寬、RF功率和線性度要求，但RF系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員面臨的挑戰(zhàn)無疑是降低功耗和功耗：直流輸入約為18 W直流，RF輸出功率為650 mW（相當(dāng)于76.8 dBmV復(fù)合材料）， DC-RF效率僅為3.6%。

什么是系統(tǒng)解決方案？

一旦混合型能夠支持所需的帶寬和功率，解決方案的第一部分是確保功率倍增器混合型（輸出端口之前的最后一個(gè)有源組件）被饋入干凈的信號(hào)。使用高性能寬帶16位RF DAC（如AD9162）和低相位噪聲、低雜散發(fā)射JESD204B兼容時(shí)鐘源（如HMC7044），可以在整個(gè)DOCSIS 3.1頻率范圍內(nèi)在DAC輸出端實(shí)現(xiàn)約52 dB MER。

解決方案的第二部分更為復(fù)雜。理想情況下，任何解決方案都會(huì)同時(shí)提高功率倍增器的輸出功率能力并改善MER，同時(shí)降低功耗，但這些幾乎是相互排斥的：降低功耗會(huì)在恒定輸出功率下降低MER，或者需要回退RF功率以使MER保持恒定。雖然包絡(luò)跟蹤（ET）等技術(shù)可用于提高效率，但創(chuàng)建非常寬帶寬的包絡(luò)信號(hào)并對(duì)ET過程產(chǎn)生的顯著失真進(jìn)行線性化將帶來額外的挑戰(zhàn)。

為了提高效率和MER改進(jìn)，最具吸引力的解決方案是DPD，它幾乎在整個(gè)無線蜂窩行業(yè)中普遍采用。DPD允許用戶在更高效但更非線性的區(qū)域操作功率倍增器混合體，然后在數(shù)據(jù)發(fā)送到放大器之前先發(fā)制人地校正數(shù)字域中的失真。如圖4所示，DPD的作用是在數(shù)據(jù)到達(dá)放大器之前對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行整形，以抵消放大器產(chǎn)生的失真，從而擴(kuò)展功率倍增器的線性范圍。

圖4.數(shù)字預(yù)失真。

憑借擴(kuò)展的線性工作范圍，DPD提供了額外的自由度，允許放大器在降低的偏置電流或電源電壓下運(yùn)行（降低功耗）或改善MER和誤碼率（BER），甚至可以將兩者結(jié)合起來。盡管DPD已廣泛用于無線蜂窩基礎(chǔ)設(shè)施，但在電纜環(huán)境中實(shí)施DPD具有獨(dú)特且具有挑戰(zhàn)性的要求。其中包括在超寬帶寬上應(yīng)用線性化，最大限度地降低實(shí)現(xiàn)DPD所需的數(shù)字信號(hào)處理中的功耗，以及在高度傾斜的頻譜下工作。所有這些都必須通過對(duì)硬件、FPGA和軟件進(jìn)行適度的更改（和成本增加）來實(shí)現(xiàn)。

由于通過將放大器驅(qū)動(dòng)到非線性工作區(qū)來提高效率，因此多個(gè)帶內(nèi)失真產(chǎn)物對(duì)DPD提出了獨(dú)特的挑戰(zhàn)。不僅信號(hào)帶寬大，而且它在頻譜上的位置（距離直流僅108 MHz），對(duì)DPD提出了挑戰(zhàn)。電纜信號(hào)的性質(zhì)與無線信號(hào)非常不同，無線信號(hào)的帶寬（例如，60 MHz）遠(yuǎn)小于RF中心頻率（例如，2140 MHz）。在典型的 108 MHz 至 1218 MHz DOCSIS 3.1 下行分配中，所需的信號(hào)帶寬為 1110 MHz，中心頻率為 663 MHz。 所有非線性系統(tǒng)中都會(huì)發(fā)生諧波失真;電纜DPD的重點(diǎn)是帶內(nèi)諧波失真產(chǎn)品。在典型的無線系統(tǒng)中，三階和五階諧波是最重要的，因?yàn)槠渌a(chǎn)物會(huì)脫離帶外，可以通過常規(guī)濾波去除。在典型的電纜部署中，最低載波的前 11 次諧波落在帶內(nèi)。

圖5.寬帶諧波失真對(duì)寬帶電纜應(yīng)用的影響。

與僅關(guān)注奇次諧波的無線蜂窩相比，在電纜應(yīng)用中，偶數(shù)項(xiàng)和奇數(shù)項(xiàng)都落在帶內(nèi)，從而產(chǎn)生多個(gè)重疊的失真區(qū)域。這對(duì)任何DPD解決方案的復(fù)雜性和精密度都有一些嚴(yán)重影響，因?yàn)樗惴ū仨毘胶?jiǎn)單的窄帶假設(shè)。DPD解決方案必須適應(yīng)每個(gè)諧波失真的階數(shù)。每個(gè)階 k 需要 ?k/2? + 1 項(xiàng)（二階：k = 2 → 2 項(xiàng)，三階：k = 3 → 2 項(xiàng)，四階：k = 4 → 3 項(xiàng)，依此類推）。在窄帶系統(tǒng)中，偶數(shù)階項(xiàng)可以忽略，奇數(shù)階在感興趣的波段內(nèi)各產(chǎn)生一項(xiàng)。電纜應(yīng)用中的DPD必須同時(shí)關(guān)注奇次諧波和偶次諧波失真，并考慮每個(gè)階可以有多個(gè)重疊的帶內(nèi)元件。

定位諧波失真校正

考慮到在復(fù)雜基帶上完成處理的傳統(tǒng)窄帶DPD解決方案，我們主要關(guān)注的是對(duì)稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統(tǒng)中，盡管對(duì)于位于第一次諧波周圍的那些項(xiàng)保持了對(duì)稱性，但對(duì)于高次諧波產(chǎn)物，它不再適用。

圖6.寬帶DPD復(fù)雜基帶處理中的頻偏要求。（a） 在復(fù)基帶上進(jìn)行的常規(guī)窄帶DPD處理。（b） 寬帶電纜 DPD、OOB HD 必須進(jìn)行頻率偏移，以允許射頻上變頻。

如圖6a所示，傳統(tǒng)的窄帶DPD是在復(fù)基帶上實(shí)現(xiàn)的。在這些情況下，只有第一個(gè)諧波產(chǎn)物落在帶內(nèi)，因此它們的基帶表示直接轉(zhuǎn)換為RF。當(dāng)我們考慮寬帶電纜DPD（圖6b）時(shí)，較高的諧波失真必須是頻率偏移，以便上變頻后的基帶表示在實(shí)際RF頻譜中正確定位。

圖7.理想化的DPD實(shí)現(xiàn)，沒有帶寬限制。

圖7概述了DPD實(shí)現(xiàn)。在理想情況下，從數(shù)字上變頻器（DUC）通過DPD到DAC和功率倍增器的路徑將沒有帶寬限制。同樣，觀察路徑上的ADC將數(shù)字化全帶寬。請(qǐng)注意，為了便于說明，顯示了 2× 帶寬的信號(hào)路徑;在某些無線蜂窩應(yīng)用中，這可能會(huì)擴(kuò)展到3×到5×。理想的實(shí)現(xiàn)方案是DPD產(chǎn)生帶內(nèi)和帶外項(xiàng)，完全消除PA引入的失真。重要的是要注意，為了準(zhǔn)確消除，項(xiàng)的創(chuàng)建遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了目標(biāo)信號(hào)的帶寬。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，信號(hào)路徑具有帶寬限制和傾斜特性，這會(huì)改變DPD性能。

ADI公司為電纜開發(fā)了一種完整的實(shí)時(shí)、閉環(huán)、自適應(yīng)DPD解決方案，包括FPGA結(jié)構(gòu)中的執(zhí)行器和嵌入式處理器中基于軟件的自適應(yīng)。該實(shí)施使用英特爾 Arria 10 660 FPGA，帶有嵌入式 ARMCortex 處理器。DPD IP 內(nèi)核和 ARM 的功耗為 5.3 W，但對(duì)于新一代 FPGA 或過渡到 ASIC，預(yù)計(jì)此功耗將低于 3 W。??? ?

結(jié)果

圖8顯示了ADCA3992的測(cè)試結(jié)果，該ADCA3992在76.8 dBmV總復(fù)合功率下工作，電源電壓為34 V，偏置電流為400 mA（13.6 W直流電源）。

圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下的性能，不帶DPD（藍(lán)色）和DPD（橙色）。

測(cè)試信號(hào)是一系列 DOCSIS 3.0 載波，中心頻率為 111 MHz 至 1215 MHz，傾斜度為 21 dB。引入了少量間隙以允許查看整個(gè)頻段的失真?？梢杂^察到，頻段底部的失真改善了約6 dB，頻段頂部的失真超過8 dB。

與標(biāo)稱非DPD功率倍增器電流530 mA相比，直流功耗節(jié)省4.4 W，因此對(duì)于4端口系統(tǒng)，總功耗節(jié)省為17.6 W減去FPGA功率5.3 W，從而凈節(jié)省12.3 W。這顯著降低了 4 端口系統(tǒng)的功耗（和散熱），從 72 W 降至 59.7 W。每個(gè)倍增器的偏置電流可能會(huì)進(jìn)一步回退至350 mA （11.9 W），同時(shí)仍能滿足41 dB的目標(biāo)MER，從而使系統(tǒng)凈節(jié)省19.2 W。

結(jié)論

盡管高速移動(dòng)數(shù)據(jù)和光纖的可用性越來越高，但現(xiàn)有最后一英里網(wǎng)絡(luò)的龐大足跡及其相對(duì)良性的電氣特性確保它們?cè)诳深A(yù)見的未來仍將是向消費(fèi)者提供語音、視頻和數(shù)據(jù)服務(wù)的重要載體。隨著有線網(wǎng)絡(luò)過渡到 DOCSIS 3.1 及其演進(jìn)，滿足系統(tǒng)性能要求（如更寬的頻率范圍、更高的功率、更好的調(diào)制精度和更高的功率效率）變得越來越困難。

DPD提供了一種解決這些相互沖突的要求的方法，盡管它在電纜應(yīng)用中的實(shí)施帶來了獨(dú)特而困難的挑戰(zhàn)。ADI公司開發(fā)了一套完整的系統(tǒng)解決方案來應(yīng)對(duì)這些挑戰(zhàn)，其中包括混合信號(hào)芯片（DAC、ADC和時(shí)鐘）、RF功率模塊（GaN/GaAs混合）和高級(jí)算法。這三種技術(shù)的結(jié)合為設(shè)備制造商提供了一種高性能的適應(yīng)性解決方案，可以靈活地在功耗和系統(tǒng)性能之間進(jìn)行權(quán)衡，同時(shí)將妥協(xié)降至最低。軟件定義的線性化還支持直接過渡到下一代電纜技術(shù)，這些技術(shù)有望包含全雙工 （FD）、擴(kuò)展帶寬（至 1794 MHz）和包絡(luò)跟蹤 （ET）。

審核編輯：郭婷