本文通過UCC217XX-Q1給出一些方法，用于實現(xiàn)高精度的溫度采樣。

1. UCC217XX-Q1基本特性介紹

UCC217XX-Q1是一系列電流隔離單通道柵極驅(qū)動器，可用于驅(qū)動碳化硅 MOSFET 和IGBT ，具有高級保護功能，一流的動態(tài)性能和穩(wěn)健性。該系列隔離柵極驅(qū)動器的主要特性介紹有：

Basic features:

3/5.7kVRMS isolation voltage

10A drive strength

12V VDD UVLO

130ns max propagation delay

150V/ns minimum CMTI

Active protection:

Fast DESAT/OC protection

Soft turn-off

Active miller clamp

該系列隔離柵極驅(qū)動器集成一路隔離式模擬轉(zhuǎn)PWM的 傳感器，等效為一個通道的隔離采樣芯片，可用于溫度或電壓檢測，進一步提高驅(qū)動的多功能性并簡化系統(tǒng)設(shè)計工作量，尺寸和成本。

該隔離通道未經(jīng)校準的精度為±3%，對于溫度這類通過非線性NTC電阻來采樣的方式會出現(xiàn)某些區(qū)間測量靈敏度不高而且誤差較大的情況。

2. UCC217XX系列隔離溫度采樣原理介紹

如圖1，UCC217XX的AIN接口內(nèi)置一個200uA的電流源，在連接外部NTC之后會產(chǎn)生一個壓降，此電壓被調(diào)制后復(fù)用DESAT/OC錯誤反饋信號的隔離通道傳輸至原邊，并被解調(diào)為400kHz的PWM信號，此PWM信號經(jīng)過一定的RC濾波器，即可得到一個穩(wěn)定的電壓。

AIN的電壓在0.6V-4.5V范圍內(nèi)時隔離采樣的線性度較好，在AIN電壓到PWM的轉(zhuǎn)換中，PWM的占空比滿足以下公式：

即0.6V-4.5V的AIN電壓對應(yīng)88%-10%的PWM占空比。如圖2所反映的參數(shù)表，隔離溫度采樣中精度較差的主要原因為電流源-6uA-9uA的偏差以及PWM轉(zhuǎn)換時±1.5%的偏差。

圖1 隔離溫度采樣原理示意

圖2 隔離通道參數(shù)表

3. 溫度采樣靈敏度分析

靈敏度定義為單位溫度變化在采樣ADC上產(chǎn)生的電壓變化，在ADC有效位數(shù)確定的情況下，靈敏度越高則越容易采樣出溫度的變化，采樣系統(tǒng)的分辨率就越高。

通常VCC=5V，此時PWM經(jīng)過濾波后得到的VPWM=5-VAIN，意味著溫度采樣的靈敏度在VPWM和VAIN的體現(xiàn)是一致的，僅僅是電壓變化的方向相反，因此可以直接分析VAIN對溫度的靈敏度。

在溫度采樣系統(tǒng)中，通常使用NTC來將溫度轉(zhuǎn)換為電壓，因為NTC的電阻范圍寬，所能產(chǎn)生的電壓范圍也較寬。為了限制AIN端口的電壓在0.6V-4.5V，待測量的NTC需要串并聯(lián)適當(dāng)阻值的電阻，如下圖。電阻的取值滿足：

對本系列芯片，取Rp=22kΩ，Rs=4kΩ。在該電阻網(wǎng)絡(luò)下，AIN的端口電壓表達式為：

端口電壓對于NTC電阻的靈敏度可通過求導(dǎo)獲得：

為了獲取端口電壓對溫度的靈敏度，需要獲得NTC電阻對溫度的導(dǎo)數(shù)。NTC電阻和溫度的關(guān)系可通過一個指數(shù)函數(shù)進行擬合，如圖3所示的某IGBT模塊內(nèi)置NTC的參數(shù)表。此擬合在全溫度范圍誤差率也較大，為了精確測量溫度，通常NTC都會有對應(yīng)溫度的查找表。通過將相鄰溫度T1、T2的電阻變化率作為導(dǎo)數(shù)的近似，可得到導(dǎo)數(shù)的查找表-lut(T)：

通過求導(dǎo)的傳遞，可得端口電壓對溫度的靈敏度：

圖3 某IGBT NTC參數(shù)表

通常NTC需要測量-40°C-125°C范圍內(nèi)的溫度，在該IGBT的NTC特性下所得到的靈敏度和AIN端電壓如表1?？梢娺@款NTC在當(dāng)前采樣系統(tǒng)中的靈敏度變化非常大，高溫環(huán)境測量靈敏度大大下降，所以該NTC并不是合適的選擇。

表1 IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣靈敏度計算

不同NTC在25°C下的電阻不同，但其阻值隨溫度的指數(shù)變化趨勢是類似的。在靈敏度公式中加入系數(shù)k，使得NTC的特性相對于標準5k的NTC變化k倍，可以用來計算高低溫靈敏度一致需求下所需要的k值。

觀察等式和NTC特性可發(fā)現(xiàn)，高溫時k在分母的作用較小，等效靈敏度變化接近k倍，低溫時，Rp+Rs在分母中作用較小，等效靈敏度變化1/k倍，則k的平方等于5kΩ-NTC場景下高低溫靈敏度的倍數(shù)，可取k=6.396，即NTC在25°C下的電阻為32kΩ。因為高溫時Rp+Rs和NTC阻值差距不如低溫時大，靈敏度提升相比k倍會略低，選擇比較常見的在25°C為40kΩ的NTC。計算后的靈敏度如表2，可見高低溫時靈敏度一致，相比5kΩ-NTC，高溫NTC靈敏度提升7倍。

表2 NTC 40K采樣靈敏度計算

4. 使用外置LDO來提高靈敏度

在使用某些IGBT模塊的應(yīng)用場景，NTC為內(nèi)部集成，不可更改，所以無法通過對NTC的選型來提高精度，因此需要用右圖的外置LDO，提升NTC中流過的電流，增大小電阻NTC下的靈敏度。在此場景下，AIN端口的電壓表達式如下，其中R為Rp和Rs并聯(lián)后的阻值。從右圖和公式中可以看出LDO和內(nèi)置電流源對NTC產(chǎn)生的壓降作用是相反的，因此在電路參數(shù)設(shè)計中不光要考慮到AIN端口的電壓范圍，還要考慮到電壓隨溫度的單調(diào)性。

對端口電壓的求導(dǎo)同樣能得到溫度采樣的靈敏度，等效于將內(nèi)置電流源替換為反向電流源。

按照高低溫靈敏度相近的條件配置電路參數(shù)，得到以下條件：

考慮NTC在高低溫下的條件下，可得近似條件：

在IGBT模塊內(nèi)置NTC配置下，可計算得并聯(lián)等效電阻R=3.4kΩ。Rp可取無限大，即不使用Rp，可以做到Rs最小化，以得到更大得反向電流源效果。

從端口電壓范圍可以導(dǎo)出以下條件，取LDO輸出電壓4.5V，Rs為3kΩ。

經(jīng)過計算，可得到表3的靈敏度結(jié)果，高溫時的靈敏度依舊可以顯著提高。外置的LDO需采用可調(diào)LDO，可選TPS715-Q1，其具有低靜態(tài)功耗、封裝尺寸小的特性。

表3 IGBT模塊內(nèi)置NTC+外置LDO方案采樣靈敏度計算

5. 隔離采樣主要誤差來源分析

根據(jù)datasheet上的描述，主要的芯片內(nèi)部誤差來源于內(nèi)置電流源的誤差以及電壓轉(zhuǎn)換為PWM時的誤差，包含誤差的轉(zhuǎn)換結(jié)果根據(jù)是否使用LDO可表達為下述兩個等式，根據(jù)表達式可以看出電流誤差作為乘積項疊加在外部電阻上，因此通過兩點校準可以實現(xiàn)很高的精度。

根據(jù)以上兩個表達式，誤差的大小可統(tǒng)一表示為

通過實驗驗證這兩類誤差的特性，采用UCC21750的評估板進行實驗。圖4為該評估板的PCB示意圖，通過修改紅圈所示的電阻，模擬不同溫度時的NTC連接在采樣系統(tǒng)中的結(jié)果。表4為實驗結(jié)果，最左側(cè)三列為低壓側(cè)通過測量PWM濾波后的電壓于VCC電壓相除，得到PWM占空比。

中間四列為高壓側(cè)通過測量AIN端口的電壓和連接電阻的阻值，計算出理論占空比和內(nèi)置電流源大小。

右側(cè)的三列分別為根據(jù)電壓推算的理論占空比與實測占空比之間的誤差、標稱電流源大小與實際電流源大小的誤差、采樣系統(tǒng)反推的AIN電壓和AIN電壓的誤差。可以看出因為個體芯片的工藝問題出現(xiàn)的絕對性誤差較大，在測量的量程范圍內(nèi)誤差的變化都不是很大，因此可以使用兩點校準提高采樣精度。

圖4 UCC21750評估板PCB

表4 實驗結(jié)果評估

6. 誤差對溫度采樣的影響

在VCC=5V時，VPWM的變化量與VAIN變化量一致，因此將誤差實驗所得的VPWM電壓誤差除以對應(yīng)溫度的靈敏度，可以反應(yīng)在該溫度時的近似誤差：

對于廣泛使用的精度一般的NTC，其在各個溫度的阻值本身可能存在±5%的偏差，此類誤差也是溫度采樣偏差的主要因素。電阻的誤差可通過以下的表達式來近似反應(yīng)到溫度的偏差：

因為NTC電阻誤差通過恒定電流源反應(yīng)到了AIN上電壓的誤差是線性的，且lut和sensitivity都是通過在某一點溫度附近降NTC本身電阻特性線性化，因此可以滿足誤差的疊加定理：

如表5和6 ，在IGBT模塊內(nèi)置NTC的溫度采樣場景中，如果沒有采用外置LDO方案，在125附近通過擬合估計推算的誤差會接近45°C，而經(jīng)過外置LDO加強流經(jīng)NTC的電流后，在高低溫環(huán)境下推測的誤差能減小至5°C左右。

表5 未加LDO的IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣誤差評估

表6 外置LDO的IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣誤差評估

7. 如何利用兩點法來校正采樣系統(tǒng)

在未經(jīng)校準的情況下，溫度采樣的最大誤差主要由芯片本身的誤差決定，如第6小節(jié)的主要誤差分析可得出芯片的主要偏差可采用兩點法校正，即在出廠前利用標準的兩個電阻推算出PWM轉(zhuǎn)換誤差與電流源誤差，并利用這兩個參數(shù)反推AIN電壓，能達到更高的精度。

根據(jù)表5的實測數(shù)據(jù)，取測試電阻R1=6.198kΩ和R2=17.926kΩ為標準電阻，可估算該芯片電流源為：

根據(jù)電流大小，可推算出PWM轉(zhuǎn)換誤差數(shù)值：

在得到以上兩個主要偏差數(shù)值后，帶入采樣系統(tǒng)重新計算，得到如表7的誤差評估，最大PWM占空比轉(zhuǎn)換誤差降為0.066%，最大電流源誤差將為1.112uA。表8和表9反應(yīng)了在IGBT模塊內(nèi)置NTC的溫度采樣場景中，是否使用外置LDO所能達到最高精度。未使用LDO的方案經(jīng)過兩點校準可以使得誤差從45°C降低至6°C;使用LDO的方案經(jīng)過校準后，誤差已經(jīng)主要有NTC誤差決定。

表7 兩點校準后的誤差評估

表8 IGBT模塊內(nèi)置NTC未加LDO校準后的誤差

表9 IGBT模塊內(nèi)置NTC外加LDO校準后的誤差

審核編輯：湯梓紅