本應(yīng)用筆記解釋了使用MAX17690和MAX17606設(shè)計(jì)具有副邊同步整流的無光耦反激式轉(zhuǎn)換器，以實(shí)現(xiàn)高效率和更好的熱管理。

介紹

在中低功率應(yīng)用中使用反激式轉(zhuǎn)換器是首選的設(shè)計(jì)選擇，因?yàn)榉醇な睫D(zhuǎn)換器簡單且成本低。然而，在隔離應(yīng)用中，使用光耦合器或輔助繞組進(jìn)行跨越隔離邊界的電壓反饋會(huì)增加元件數(shù)量和設(shè)計(jì)復(fù)雜性。MAX17690為無光反激式控制器，無需光耦合器或輔助繞組，在線路、負(fù)載和溫度變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)±5%的輸出電壓調(diào)節(jié)。

在低輸出電壓和高輸出電流應(yīng)用中，反激式轉(zhuǎn)換器副邊的二極管會(huì)消耗大量功率;這種功率損耗會(huì)降低轉(zhuǎn)換器的效率。MAX17606為副邊同步MOSFET驅(qū)動(dòng)器，有助于用MOSFET代替次級二極管。這提高了效率并簡化了熱管理。

本應(yīng)用筆記提供了設(shè)計(jì)MAX17690 + MAX17606同步反激式設(shè)計(jì)不同元件的分步步驟。

設(shè)計(jì)示例

選擇以下規(guī)格來演示MAX17690和基于MAX17606的反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)計(jì)算。圖1顯示了該應(yīng)用的典型應(yīng)用電路。

圖1.應(yīng)用電路。

表 1.設(shè)計(jì)規(guī)格

輸入電壓范圍	18V 至 36V
輸出電壓	5V
最大負(fù)載電流	1一
穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波	輸出電壓的1%

占空比的選擇

使用 V英敏和 V最大根據(jù)以下公式中選定的規(guī)格計(jì)算最大占空比，D.max.

哪里：

V以分鐘為單位是以伏特為單位的最小輸入電壓。

V最大輸入是以伏特為單位的最大輸入電壓。

D.max是最大工作占空比。如果計(jì)算的占空比> 0.65，則選擇 D.max為 0.65p.u。

開關(guān)頻率選擇

使用以下公式計(jì)算最大可能的開關(guān)頻率f西 南部.

對于本應(yīng)用，開關(guān)頻率選擇為150kHz。R型室溫針對所選 f 計(jì)算西 南部.

Ω

Ω

選擇33.2kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

變壓器磁化電感和匝數(shù)比

MAX17690和MAX17606專為工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）或邊界導(dǎo)通模式（BCM）的隔離式反激式轉(zhuǎn)換器而設(shè)計(jì)。使用以下公式選擇變壓器磁化電感（L馬格） 用于 DCM 操作。

對于本設(shè)計(jì)L馬格選擇為46.4uH，允許公差在L上馬格為 ±10%。對于選定的 f西 南部和 L馬格，重新計(jì)算 D.max使用以下公式：

=0.5p.u

MAX17606設(shè)置關(guān)斷跳變點(diǎn)，并決定次級MOSFET關(guān)斷的時(shí)刻。由于關(guān)斷點(diǎn)的變化，次級MOSFET導(dǎo)通時(shí)間會(huì)發(fā)生變化。為了保證轉(zhuǎn)換器的DCM工作，以適應(yīng)關(guān)斷閾值、磁化電感（±10%）和開關(guān)頻率（±6%）的變化，請根據(jù)以下公式選擇匝數(shù)比（K）：

=0.177

對于本設(shè)計(jì)，K被選擇為0.18±1%。

電流檢測電阻的選擇

對于選定的 L馬格和 f西 南部，初級峰值電流使用以下公式計(jì)算：

=1.28A

峰值限流比較器的閾值電壓設(shè)定為100mV （典型值）和90mV （最小值）。L的預(yù)期公差為±10%馬格和 ±6% 在 f 上西 南部，為了在所有工作條件下提供滿載功率，請使用下面給出的公式計(jì)算檢流電阻（R.CS） 值。

= 62.5mΩ

選擇62.5mΩ ±1%的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

EN/UVLO 和 OVI 電阻分壓器的選擇

可以選擇電阻分壓器的值，以使EN/UVLO引腳電壓在所需的輸入總線電壓（V）下超過1.215V （典型值）導(dǎo)通門限開始).相同的電阻分壓器可以用一個(gè)額外的電阻器（R奧維） 以實(shí)現(xiàn)輸入過壓（V奧維） 保護(hù)以及 EN/UVLO 功能，如圖 1 所示。當(dāng)OVI引腳上的電壓超過1.215V （典型值）時(shí)，器件停止開關(guān)。R的預(yù)選值為10kΩ奧維:

對于本申請V開始和 V奧維選擇為17.5V和36.2V。

選擇280kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

R 的選擇TC電阻器

由于在此設(shè)計(jì)中，次級MOSFET始終編程為在輸出電壓的采樣時(shí)刻導(dǎo)通，因此無需補(bǔ)償初級二極管的正向電壓溫度系數(shù)。有關(guān)如何選擇 R 的詳細(xì)信息TC電阻 對于其它應(yīng)用，請參考MAX17690 IC數(shù)據(jù)資料。

R 的選擇在/ 1FB和 R設(shè)置電阻器

R型在/ 1FB和 R設(shè)置電阻器對輸出電壓和采樣時(shí)刻進(jìn)行編程，以便對輸出電壓進(jìn)行適當(dāng)?shù)牟蓸?。使用以下公式?jì)算這些值：

，

以及

使用標(biāo)準(zhǔn)電阻 274kΩ 和 3.74kΩ 的組合來滿足所需的 RFB值為 277.7kΩ。

= 166.6kΩ

為此應(yīng)用選擇165kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻。
實(shí)際上，由于變壓器二次漏感兩端的壓降，測得的輸出電壓可能會(huì)偏離目標(biāo)輸出電壓。使用以下公式將輸出電壓重新調(diào)整到所需值：

軟啟動(dòng)電容器選擇

對于所需的軟啟動(dòng)時(shí)間（t黨衛(wèi)軍= 10ms），SS電容器的選擇使用以下方法：

= 50nF

本設(shè)計(jì)選用的軟啟動(dòng)電容為47nF。

R 的選擇氯乙烯單體電阻器

VCM引腳和SGND之間連接的電阻用于在工作范圍內(nèi)調(diào)節(jié)內(nèi)部電路的共模電壓。請按照以下步驟選擇 R氯乙烯單體正常工作的電阻值。

計(jì)算內(nèi)部比例因子：

從下表中，選擇相對于步驟 1 中計(jì)算的 Kc 具有相等或更高值的行。為當(dāng)前設(shè)計(jì)選擇 Kc = 160 的行。

從相應(yīng)行中選擇電阻值作為R氯乙烯單體（R氯乙烯單體=124kΩ）。

初級場效應(yīng)管選擇

MOSFET 選擇標(biāo)準(zhǔn)包括最大漏極電壓、初級峰值/RMS 電流、導(dǎo)通狀態(tài)電阻 （RDS（ON））、總柵極電荷（QG）、寄生電容（C開放源碼軟件），以及不超過結(jié)溫限值的封裝最大允許功耗。MOSFET 漏極看到的電壓是輸入電壓、變壓器初級端上反射的次級電壓和漏感尖峰的總和。MOSFET 的絕對最大值 VDS額定值必須高于最壞情況下的漏極電壓。

“RCD 和 RC 緩沖電路”部分介紹了將漏源電壓限制在 V 的緩沖器元件的選擇DSmax在上式中選擇的值。

MOSFET 中的 RMS 電流可以使用以下公式計(jì)算：

在本應(yīng)用中，F(xiàn)DMS86252器件被選為初級MOSFET以實(shí)現(xiàn)高效率。摘自 MOSFET 數(shù)據(jù)表 RDS（ON）值，MOSFET中的傳導(dǎo)損耗可以使用以下公式計(jì)算：

對于選定的MOSFET，下面的公式給出了另一個(gè)損耗分量，即開關(guān)損耗。

根據(jù) MOSFET 數(shù)據(jù)手冊，C開放源碼軟件在 100V 時(shí)為 60pF。

=50毫瓦

使用下式驗(yàn)證MOSFET的最大結(jié)溫對于計(jì)算出的損耗非常重要。

其中 TA 是環(huán)境溫度，R千（日本）是從結(jié)到環(huán)境的MOSFET熱阻，以及PMOSFET是MOSFET的總損耗。

在這種高效設(shè)計(jì)中，對于選定的MOSFET，總損耗只占輸出功率的很小一部分，其結(jié)溫在限制范圍內(nèi)。

使用以下公式計(jì)算所選MOSFET的IC驅(qū)動(dòng)器損耗：

次級場效應(yīng)管選擇

MOSFET漏極看到的電壓是輸出電壓和變壓器次級上反射輸入電壓的總和。確保最大次級 VDS當(dāng)初級MOSFET導(dǎo)通時(shí)，電壓小于60V。MOSFET 的絕對最大值 VDS額定值必須高于最壞情況下的漏極電壓。

對于次級MOSFET，RMS電流公式如下：

為了MAX17690 + MAX17606設(shè)計(jì)在整個(gè)工作條件下穩(wěn)定工作，建議選擇RDS（ON）次級 MOSFET 使得當(dāng)峰值次級電流流過 MOSFET 時(shí)，MOSFET 兩端的電壓（在室溫下）大于 100mV。

在本申請中，選擇STL51N3LLH5作為次級MOSFET。

次級MOSFET中的損耗可以使用初級MOSFET選擇部分中提供的損耗方程計(jì)算，并且可以驗(yàn)證最大結(jié)溫是否在限值范圍內(nèi)。

RCD 和 RC 緩沖電路

理想情況下，在 MOSFET 關(guān)斷期間，初級外部 MOSFET 會(huì)經(jīng)歷一個(gè)漏源電壓應(yīng)力，該應(yīng)力等于初級繞組兩端的輸入電壓和反射電壓之和。實(shí)際上，電路中的寄生電感和電容器（例如反激式變壓器的漏感）除了理想預(yù)期的電壓應(yīng)力外，還會(huì)導(dǎo)致電壓過沖和振鈴。緩沖電路用于將電壓過沖限制在外部 MOSFET 額定電壓范圍內(nèi)的安全水平。典型的RCD緩沖電路和相關(guān)波形如圖

2

和

圖3

所示。

使用以下公式計(jì)算緩沖器分量：

哪里

緩沖二極管的額定電壓為：

RC元件值選擇為60.4kΩ，2.2nF。

圖2.帶 RCD 箝位的波形。


圖3.RC 和 RCD 箝位電路。

RCD箝位僅限制初級MOSFET上的最大電壓應(yīng)力，但漏極節(jié)點(diǎn)上Llk和Cpar相互作用引起的振鈴不會(huì)受到阻尼。由于MAX17690使用漏極電壓信息對輸出電壓進(jìn)行采樣，因此在NDRV下降后350ns內(nèi)抑制振鈴非常重要。在這種振鈴占主導(dǎo)地位的設(shè)計(jì)中，放置在變壓器初級繞組上的RC緩沖器可以抑制這種振鈴。使用以下步驟設(shè)計(jì)有效的 RC 緩沖器：

從漏極節(jié)點(diǎn)電壓測量振鈴時(shí)間段。

添加從 100pF 開始的測試電容，直到振鈴的時(shí)間段為 1.5 至 2 x t1.對于增加的電容CD，測量新的振鈴時(shí)間段：

使用以下公式計(jì)算漏極節(jié)點(diǎn)電容：

使用以下公式計(jì)算漏感：

現(xiàn)在，使用以下公式計(jì)算 RC 緩沖器值：

R型c和 Cc選擇的值為 47Ω 和 220pF。

RTOFF 電阻器的選擇

MAX17606 IC數(shù)據(jù)資料解釋了R的詳細(xì)信息托夫要求和選擇。對于新設(shè)計(jì)，假設(shè)所需的最小消隱時(shí)間為1.5μs。R 的值托夫?qū)?yīng)的消隱時(shí)間為145kΩ。大多數(shù)設(shè)計(jì)可以選擇147kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻，以檢查振鈴時(shí)間并確定R的實(shí)際值托夫.

基于實(shí)際振鈴時(shí)間（tR）在

圖4

所示的次級MOSFET漏極節(jié)點(diǎn)上，新值為R托夫可以使用以下公式進(jìn)行選擇：

，其中 R托夫以 kΩ 和 t 為單位R在 NS 中。

圖4.同步 MOSFET 導(dǎo)通期間的次級波形。

R 的選擇DRN電阻器

MOSFET漏極節(jié)點(diǎn)和MAX17606的DRN引腳之間連接電阻決定次級MOSFET關(guān)斷時(shí)刻。使用

圖5

所示的等效電路可以得出以下公式，該電路描述了MOSFET和MAX17606相關(guān)元件的各種參數(shù)。

哪里：

L流浪是MOSFET封裝的引線電感（各種封裝的引線電感見表2）。

V旅行： V旅行對于f ，應(yīng)選擇為 0mV（對應(yīng)于零次級電流瞬時(shí)）西 南部= 100kHz 和 -6mV 對于 f西 南部> 100kHz。這確保了基于MAX17690 + MAX17606的設(shè)計(jì)的正確輸出電壓采樣和穩(wěn)定工作。

圖5.MAX17606的等效電路

表 2.不同 MOSFET 封裝的雜散電感

S.No	包	雜散電感 （nH）
1	東風(fēng)	0.5
2	NL	1.8
3	SO-8， 動(dòng)力包?	1.8
4	德帕克	2.7
5	D2PAK	5.2

在實(shí)際應(yīng)用中，由于比較器電路的延遲和MOSFET關(guān)斷時(shí)間（t關(guān)閉，在 MOSFET 數(shù)據(jù)手冊中給出），RDRN上面給出的公式不能預(yù)測確切的關(guān)斷時(shí)刻。下面給出的公式包括這些延遲，并確定關(guān)斷時(shí)刻：

哪里：

， t延遲可以使用表3計(jì)算。

表 3.MAX17606關(guān)斷延遲

S.No	（毫伏/μ秒）	t延遲（新秒）
1	100.00	41
2	66.67	45
3	44.44	47
4	29.63	53
5	19.75	56
6	13.17	63
7	8.78	65
8	5.85	80

對于本設(shè)計(jì)：

毫伏

= 2.47kΩ

選擇2.49kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻作為DRN電阻。

短路保護(hù)

MAX17690提供打嗝方案，在輸出短路條件下保護(hù)和降低電路功耗。出現(xiàn)失控電流限值或輸出電壓低于調(diào)節(jié)電壓的70%時(shí)，將觸發(fā)打嗝模式，通過立即暫停開關(guān)16，384個(gè)時(shí)鐘周期來保護(hù)轉(zhuǎn)換器。失控限流比較器的閾值電壓設(shè)定為120mV （典型值）。

最小負(fù)載要求

MAX17690采樣初級MOSFET關(guān)斷時(shí)輸出電壓反饋，并將“導(dǎo)通時(shí)間”期間存儲的能量輸送至次級。因此，必須切換外部MOSFET以對反射輸出電壓進(jìn)行采樣。由于默認(rèn)開關(guān)，在空載條件下向輸出電容器輸送的能量最小。通過連接固定電阻器，可以在輸出端輕松提供這種小的最小負(fù)載。在沒有最小負(fù)載或小于“最小負(fù)載”的負(fù)載的情況下，輸出電壓上升到更高的值。為了保護(hù)這種情況，可以在輸出端安裝一個(gè)具有適當(dāng)擊穿電壓額定值的齊納二極管。應(yīng)注意確保齊納擊穿電壓在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)條件下均在輸出電壓包絡(luò)之外。

在理想的電路工作條件下，MAX17690設(shè)計(jì)用于調(diào)節(jié)輸出電壓，輸出端為滿載額定電流的1%。對于非理想性，在大多數(shù)設(shè)計(jì)中，調(diào)節(jié)輸出電壓所需的電流小于滿載額定電流的2%。

注：更多信息請參考MAX17690 IC數(shù)據(jù)資料。

齊納和串聯(lián)電阻選擇

如果預(yù)加載不可接受，齊納擊穿比輸出電壓高 10% 至 15% 的齊納二極管可以作為最小負(fù)載。對于5V輸出電壓，齊納擊穿（V齊納BR） 被選為 5.6V。齊納二極管在空載時(shí)的最大功耗計(jì)算公式為：

我在哪里最小加載是所需的最小負(fù)載。

在本設(shè)計(jì)中，滿載電流的2%為20mA。

本設(shè)計(jì)選用5.6V、0.5W MMSZ5232B齊納。與齊納串聯(lián)的電阻是根據(jù)齊納擊穿電壓和所需的空載輸出電壓計(jì)算的。

對于本設(shè)計(jì)，絕對空載時(shí)的輸出電壓設(shè)定為6V。

選擇22Ω的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

該電阻的功耗由下式給出：

輸入電容選擇

對于 DC-DC 應(yīng)用，X7R 陶瓷電容器因其穩(wěn)定性以及在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的低有效串聯(lián)電阻 （ESR） 和有效串聯(lián)電感 （ESL） 而成為首選。輸入電容的最小值表示為：

考慮到最小電源電壓上的紋波為2%，輸入電容為：

=3.3μF

考慮到直流偏置，本設(shè)計(jì)使用了兩個(gè)2.2μF、100V 1210電容器。

輸出電容器選擇

選擇輸出電容以將輸出電壓驟降限制在輸出電壓的3%，達(dá)到額定輸出電流的50%負(fù)載階躍，使用以下公式?；贛AX17690的轉(zhuǎn)換器的推薦帶寬介于西 南部/20和 f西 南部/40.對于本設(shè)計(jì)，帶寬選擇為7kHz。

從直流偏置特性來看，100μF、6.3V 1210 電容器在 5V 時(shí)可提供 43mF。因此，本設(shè)計(jì)選擇了兩個(gè)100μF、6.3V 1210電容器。

輸出電壓紋波由大容量電容和ESR（R紅沉降率） 的輸出電容。使用陶瓷電容器時(shí)，在大多數(shù)情況下可以忽略ESR紋波。對于高紋波電流鋁電容器，電容計(jì)算從最大可接受的紋波電壓開始，以及如何在ESR階躍和大容量電容提供的紋波之間劃分該紋波。

對于總紋波電壓的1%貢獻(xiàn)，輸出電容的ESR應(yīng)為：

對于總紋波電壓的1%貢獻(xiàn)，大容量電容應(yīng)為：

環(huán)路補(bǔ)償

環(huán)路補(bǔ)償值計(jì)算如下：

負(fù)載極

=

=740.1Hz

Rz= 4.39kΩ

選擇4.3kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

選擇47nF的標(biāo)準(zhǔn)電容器。

=

= 493pF

選擇470pF的標(biāo)準(zhǔn)電容器。

注意：當(dāng)輸出電容的ESR零點(diǎn)很大時(shí)，補(bǔ)償器極電容（Cp） 以取消 ESR 零點(diǎn)。

印刷電路板指南

仔細(xì)的PCB布局對于實(shí)現(xiàn)任何電源設(shè)計(jì)的穩(wěn)定運(yùn)行都至關(guān)重要。請遵循以下準(zhǔn)則以獲得良好的PCB布局：

保持承載脈沖電流的路徑的環(huán)路面積盡可能小。在反激式設(shè)計(jì)中，由 V 創(chuàng)建的環(huán)路在旁路電容、變壓器初級繞組、MOSFET 開關(guān)和檢測電阻至關(guān)重要。同樣，MOSFET柵極從INTVC電容到MOSFET和檢測電阻的源極切換的高頻電流路徑也至關(guān)重要。

INTVCC旁路電容應(yīng)直接連接在MAX17690的INTVCC和PGND引腳上。

應(yīng)在 V 兩端連接一個(gè)旁路電容器在和SGND引腳，應(yīng)放置在MAX17690附近。

IC的裸焊盤應(yīng)直接連接到MAX17690的SGND引腳。裸露焊盤還應(yīng)通過裸露焊盤下方的熱通孔連接到其他層中的SGND平面，以便熱量流向大的“信號接地”（SGND）平面。

R型FB電阻走線長度應(yīng)盡可能小。

來自INTVCC 電容器和 SGND 平面的 PGND 連接應(yīng)星形連接在檢流電阻的負(fù)端。

正確檢測次級MOSFET兩端的漏源電壓對于MAX17606至關(guān)重要。R型DRN應(yīng)將開爾文連接到同步MOSFET的漏極。MOSFET的源極引腳也應(yīng)與MAX17606 GND引腳開爾文連接。

連接 R托夫電阻直接在TOFF引腳和MAX17606 GND引腳之間。返回路徑不應(yīng)連接到接地層。

審核編輯：郭婷