作者：Aaron Schultz、Catherine Chang和Philip Karantzalis

我們的運算放大器系列已擴展為業(yè)界領先的速度與電源電流的關系。對于超低的 20μA 電源電流，LTC6258 / LTC6259 / LTC6260 （單路、雙通道、四通道） 在具有 400μV 最大失調電壓和軌至軌輸入和輸出的情況下提供 1.3MHz 的電流。LTC6261 / LTC6262 / LTC6263 （單通道、雙通道、四通道） 的 240μA 電流仍然很低，可提供 30MHz 和 400μV 的最大失調電壓以及軌至軌輸入和輸出。結合1.8V至5.25V電源，這些運算放大器可滿足需要低功耗和低電壓的良好性能的應用。

低噪聲基準電壓源

其中一種應用是基于 LT6656 精準串聯(lián)電壓基準的低噪聲基準，具有一個 1μA 的低電源電流。結合一個簡單的濾波器，LTC6258 能夠降低 LT6656 的有效噪聲并增強其輸出電流驅動能力，同時保持較低的總功耗。

圖 1 顯示了配置。首先，LT6656 輸出之后有一個非常低的截止頻率 （R合1和 C合1，低于 5Hz 截止值）。R 的大值合1由于 LTC6258 的輸入偏置電流，可能會產(chǎn)生顯著的失調電壓。設置 R合1至2.7kΩ會產(chǎn)生低于運算放大器標稱輸入失調電壓的失調。 C合1可以更大或更小，并相應地進行或多或少的過濾。C的耐壓要求合1很低，導致電容相對較大，體積小。

圖1.低噪聲基準電壓源。

該電路利用了 LTC6258 驅動大容性負載的能力。使用連接至 LTC6258 的大輸出電容器組可實現(xiàn)對使用該基準電壓的后續(xù)電路的顯著旁路。總的來說，在這種配置中，LT6656 和 LTC6258 的組合產(chǎn)生了一個具有低噪聲、低功率和明顯較大的通電容的基準電壓。

電壓頻譜噪聲密度如圖2所示。低于10kHz的基準電壓源的噪聲越大，一旦濾波器（R合1和 C合1） 遵循引用。運算放大器采用單位增益配置，無論是否具有44μF大負載，均保持穩(wěn)定，僅產(chǎn)生少量低頻噪聲。圖3顯示了R組合的瞬態(tài)響應合1– C合1濾波器和運算放大器電路，帶或不帶44μF輸出電容。

圖2.緩沖噪聲密度。

圖3.基準電壓緩沖器瞬態(tài)響應。

重要的是，將 LTC6258 引入基準電路后，輸出電壓準確度不會明顯下降。LT6656A 級準確度為 0.05%。在1.25V時，誤差為±625μV;誤差為0.1%的B級為±1.25mV。使用具有 400μV 最大失調值的 LTC6258 會增加一些標稱輸出電壓的不確定性，但完全在 LT6656 初始誤差的數(shù)量級之內。測得的電源電流消耗為 21μA。

實用正弦波

使用5V低功耗運算放大器不會產(chǎn)生失真為–100dBc的正弦波。盡管如此，采用 LTC6258 的帶通濾波器可與一個易于使用的低功率振蕩器結合使用，以低成本、低電壓和極低耗散產(chǎn)生正弦波。

有源濾波器組件

圖4所示的帶通濾波器交流耦合到輸入端。因此，LTC6258 輸入不會給前一級帶來產(chǎn)生特定絕對共模電壓的負擔。具有 RA1 和 RA2 的簡單電阻分壓器為 LTC6258 帶通濾波器提供了偏置。將運算放大器輸入固定在固定電壓上有助于減少移動共模時可能產(chǎn)生的失真。

圖4.10kHz帶通濾波器。

該濾波器的中心頻率為10kHz。確切的電阻和電容值可以向上或向下調整，具體取決于最低電阻噪聲還是最低總電源電流最重要。該實現(xiàn)方案通過降低反饋環(huán)路中的電流，針對低耗散進行了優(yōu)化。電容C2和C3最初為4.7nF或更高，電阻值較低，但替換為1nF和更高的電阻值，優(yōu)化功耗較低。

圖5.帶通濾波器增益/相位與頻率的關系

除功耗外，反饋阻抗的次要但同樣重要的方面是運算放大器軌到軌輸出級的負載。較重的負載（例如1K至10K阻抗）會顯著降低開環(huán)增益，進而影響帶通濾波器的精度。數(shù)據(jù)表建議卷從 100kΩ 降低 5 倍至 10kΩ。較低的C2和C3可能是可行的，但隨后R6變得更大，在輸出端引入更多噪聲。

該帶通濾波器的目標Q為中等，約為3。中等 Q 值而不是高 Q 值允許使用 5% 電容。更高的Q值需要更精確的電容，并且很可能在10kHz時比反饋阻抗負載更高的開環(huán)增益。當然，中等Q值比高Q值導致諧波衰減更小。

添加振蕩器

低功耗正弦波發(fā)生器可以通過將方波驅動到帶通濾波器中來獲得。完整的原理圖如圖6所示。LTC?6906 微功率電阻器設置振蕩器可輕松配置為一個 10kHz 方波，并能夠驅動帶通濾波器輸入電阻器中相對良性的負載。LTC6906 在 10kHz 時的電源電流為 32.4μA。

圖6.采用 LTC6906 定時器布洛克斯輸入的 10kHz 振蕩器電路。?

圖 7 示出了 LTC6906 輸出和帶通濾波器輸出。正弦波的HD2為?46.1dBc，HD3為?32.6dBc。輸出為1.34VP-P至 1.44VP–P由于運算放大器在10kHz時的開環(huán)增益有限，確切電平略有變化。在 3V 電源軌上，總電流消耗低于 55μA。

圖7.電壓波形振蕩器和濾波器輸出。

其他增強功能

圖 8 顯示了可選的增強功能。一個低功率基準利用了 LTC6906 和 LTC6258 采用非常低的電源運作的能力?；鶞蕪囊粋€電池輸入提供 2.5V 電壓。固定的 2.5V 電源可在輸入電壓變化的情況下穩(wěn)定輸出電壓擺幅。此外，即使具有較高電阻的濾波電容器值更低，也會進一步降低 LTC6258 負載，從而降低耗散并改善濾波器準確度。

圖8.帶穩(wěn)壓電源的振蕩器和濾波器。

自振蕩 LED 驅動器

LED閃爍是一種應用，人們會考慮使用微處理器來提供對時鐘和占空比的簡單控制。事實上，具有電流限制輸出的微處理器直接驅動 LED 提供了最直接的實現(xiàn)方式;在漏極中增加一個帶LED的MOSFET和一個限流電阻器可產(chǎn)生更大的電流。然而，這些示例不提供在沒有一些額外電路的情況下控制LED電流（LED亮度）的方法。當然，微處理器增加了生產(chǎn)中的代碼版本控制和維護、開發(fā)平臺和編程步驟的負擔。

圖9所示為一個LED閃光燈，該閃光燈控制ON的LED電流，不使用數(shù)字合成頻率。R2和R3將電源電壓的分頻副本作為基準引入正端。運算放大器將此電壓強制在檢測電阻R上意義在 LED 亮起操作中。

圖9.帶自振蕩功能的 LED 驅動器。

圖9所示電路將邊沿檢測與LTC6258的SHDN引腳相結合。C2 可以交流耦合任何快速 VG柵極驅動動作進入信號VC.因此，當 LED 開始亮起時 M1 的柵極電壓增加時，VC突然崛起。VC連接到 SHDN 引腳;SHDN 引腳上的上升沿使 LTC6258 保持接通狀態(tài)，LTC6258 已通過其反饋電路驅動 LED 電流。但是，M3 在 M1 打開時也處于打開狀態(tài)，因此與 R9 一起工作以緩慢地為 C2 充電，直到 VC低于 SHDN 閾值。此時，低電平有效停機接通，LTC6258 關斷。負下降 VG電壓再次通過C2饋電，V下降C因此，SHDN引腳電壓下降會使電路處于“LED熄滅”狀態(tài)一段時間。M3 關閉，C2 放電，直到 VC高到足以重新激活 LTC6258。

當微處理器或LTC6992可以與單個MOSFET和電阻器結合使用時，開發(fā)這樣的電路似乎有點奇怪。然而，這些電路的問題在于缺乏對LED電流的控制。在圖9電路中，電壓控制在檢測電阻兩端。LED 電壓與 LED 驅動電流無關。開關或閃爍的產(chǎn)生伴隨著一些低成本組件的添加。

值得注意的是，在此實現(xiàn)中，LED電流取決于電源，因為電源通過R2和R3饋電。電源計入開和關周期的時間，因為電源為電路的邊緣檢測和松弛部分供電。當電源下降時，LED電流下降，周期時間增加。這種行為變化有助于電池供電的LED閃爍應用預測壽命結束?；蛘?，利用一個基準（例如 LT6656）為整個電路（LED 和 M1 分支除外）供電，則可以以不變的 LED 亮度和頻率運行。

圖10顯示了檢測電阻電壓和SHDN引腳電壓。SHDN電壓與V相連C;如前所述，柵極驅動耦合通過C2。

圖 10.LED 閃光燈電流。

組件 RF和 CF可以顯著減慢邊緣。增加這么大的延遲并不是必需的，但它有助于消除在SHDN引腳變?yōu)榉腔顒痈唠娖胶笃骷?jīng)歷上電序列時出現(xiàn)的任何打嗝。47μs時間常數(shù)（RF?CF）在閃爍的時間尺度（數(shù)十或數(shù)百毫秒）中微不足道——47μs比與C2及其電阻相關的任何時間常數(shù)都要小得多。

有源濾波器

LTC?6261/62/63 運放的高 MHz-mA 比率可為傳統(tǒng)濾波電路帶來新氣。這里討論的兩個濾波器示例顯示了以前在如此低功耗下無法實現(xiàn)的性能。

二階貝塞爾濾波器

充足的帶寬和低電源電流使有源濾波器能夠部署在便攜式和其他低功耗應用中。例如，圖11所示的二階貝塞爾濾波器提供了干凈的瞬態(tài)響應，但代價是頻域中的滾降幅度較小。

圖 11.二階貝塞爾濾波器。

測得的電源電流消耗約為230μA，盡管數(shù)據(jù)手冊的電源最大值表明，生產(chǎn)和溫度范圍內的功耗可能略高。所選電阻值以帶內噪聲為代價將功耗降至最低。

如果 V裁判源自高阻抗電阻分壓器，然后需要一個大電容器，以確?；鶞孰妷涸跇O低頻率下穩(wěn)定。使用這種反相放大器配置時，正運算放大器輸入端的基準電壓源在所有頻率下都必須是良好的“交流接地”。

頻率響應（圖12）顯示了兩個極點的預期滾降以及3dB點附近的輕微下降;瞬態(tài)響應非常干凈，如圖13所示。

圖 12.二階貝塞爾頻率響應。

圖 13.貝塞爾濾波器瞬態(tài)響應。

三階巴特沃茲濾波器

通帶中最大平坦幅度響應來自使用巴特沃茲濾波器。在濾波器前面增加了一個額外的RC級，以最大限度地提高單個放大器電路的滾降。使用額外的階段會使數(shù)學復雜化，但并非難以解決。

圖 14.三階巴特沃茲濾波器。

測得的電源電流消耗約為 235μA。所選的電阻值以犧牲帶內噪聲為代價，使功耗降至最低。

頻率響應（圖15）顯示了三個極的預期滾降、一個擴展平臺和一個急劇的滾降;瞬態(tài)響應包括少量振鈴，如圖16所示。

圖 15.三階巴特沃茲頻率響應。

圖 16.巴特沃茲濾波器瞬態(tài)響應。

橋接差分輸出放大器

這些運算放大器在帶寬和噪聲性能方面的低電源電流可實現(xiàn)出色的保真度，而功耗僅為便攜式音頻設備中通常耗散的一小部分。與有源濾波器一樣，鑒于LTC6261的獨特功能，重新審視便攜式音頻設備耳機驅動器是一項合理的事業(yè)。

便攜式設備的一個重要問題是電池消耗。大聲播放的音樂，或者聽眾的音樂選擇在很大程度上會影響電池消耗率，設備的最終用途超出了設計人員的控制范圍。然而，靜態(tài)電流不是。由于設備的大部分時間可能都處于空閑狀態(tài)，因此靜態(tài)電流非常重要，因為它會不斷耗盡電池電量。LTC6261 的低靜態(tài)電流增加了電池放電時間。

耳機揚聲器阻抗范圍為32Ω至300Ω;它們的響應度，從每1mW及以上的80dB到100dBSPL。例如，考慮一個每1mW具有90dBSPL的耳機揚聲器，需要100mW的輸出才能達到110dBSPL.32Ω時，RMS電流為56mA，電壓為1.8V;120Ω，29mA和3.5V。

給定一個 3.3V 電源和一個 LTC6261 放大器的輸出，可能沒有足夠的驅動能力來產(chǎn)生 100mW。然而，兩個180°相控相放大器的組合足以提供必要的驅動，以達到100mW以上的輸出功率。該橋式驅動電路的復制使左右兩側都能供電。圖 17 顯示了驅動程序原理圖。

圖 17.音頻耳機橋接驅動器。

LTC6263 在一個小封裝中提供了四個放大器。來自 2 個放大器 LTC6262 驅動左或右驅動信號的數(shù)據(jù)如圖 18 和圖 19 所示。兩個放大器的基本電流消耗，高達1VP-P輸入但無負載，為500μA。

圖 18.LTC6262橋驅動器THD和噪聲隨不同負載與頻率的關系。

圖 19.LTC6262 橋式驅動器隨不同負載時的 THD 和噪聲與 1kHz 時的幅度的關系。

圖17所示的解決方案由第一個閉環(huán)增益= 1.5的反相增益級和隨后的反相級組成。反相級的組合產(chǎn)生單端輸入至差分輸出增益為3。500mVP-P輸入，輸出為1.5VP-P，或 0.75V 最大值，或 0.53V有效值.對于 50Ω、500mV 輸入時，可提供大約 5.6mW 的輸出功率。1V 時P-P輸入時，電路提供22.5mW。請注意，LTC6261 輸出能夠隨負載擺動接近軌至軌，這很有幫助。

該電路在實驗室中的第一個構建產(chǎn)生了幾百Hz的顯著音調。事實證明，正輸入在所有頻率上都沒有很好地接地作為“交流接地”，因為電壓沒有牢固地固定。當使用單電源而不是雙電源時，需要固定電壓。采用單電源供電時，VM不是地，而是為使反相拓撲正常工作而創(chuàng)建的中軌電壓。產(chǎn)生V的電阻分壓器M具有較大的電阻值（例如，兩個 470K 串聯(lián)），以最大限度地減少額外的電源電流。大電容器可確保在低頻下具有強接地。實際上，增加一個大電容器（1μF，與470k電阻并聯(lián)形成一個極點）消除了神秘的失真音調。

盡管靜態(tài)電流較低，但該驅動器可為耳機負載提供低失真。在足夠高的幅度下，失真會隨著運算放大器輸出削波而急劇增加。當輸出晶體管開始耗盡電流增益時，削波發(fā)生得更快，負載增加。

結論

此處所示的應用利用了 LTC6258 / LTC6259 / LTC6260 和 LTC6261 / 62/63 運放系列中獨特的特性組合。這些器件的低靜態(tài)電流不會降低其性能，其性能通常為更耗電的器件保留。軌到軌輸入和輸出、關斷和封裝選擇是增加其多功能性的特性。

審核編輯：郭婷