作者：Brad Hall and Wyatt Taylor

衛(wèi)星通信、雷達(dá)和電子戰(zhàn)/信號(hào)識(shí)別領(lǐng)域的許多航空航天和國(guó)防電子系統(tǒng)長(zhǎng)期以來(lái)都需要訪問(wèn)部分或全部X和K。u頻帶。隨著這些應(yīng)用轉(zhuǎn)向更便攜的平臺(tái)，如無(wú)人機(jī)（UAV）和手持無(wú)線電，開發(fā)新的小尺寸、低功耗無(wú)線電設(shè)計(jì)至關(guān)重要，這些設(shè)計(jì)可以在X和K中工作。u波段，同時(shí)仍保持非常高的性能水平。本文概述了一種新的高頻中頻架構(gòu)，該架構(gòu)可大幅減小接收器和發(fā)射器的尺寸、重量、功耗和成本，而不會(huì)影響系統(tǒng)規(guī)格。由此產(chǎn)生的平臺(tái)也比現(xiàn)有的無(wú)線電設(shè)計(jì)更加模塊化、靈活和軟件定義。

介紹

近年來(lái)，在RF系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬、更高的性能和更低的功耗，同時(shí)增加頻率范圍并減小尺寸，人們?cè)絹?lái)越努力。這一趨勢(shì)一直是技術(shù)改進(jìn)的驅(qū)動(dòng)力，這使得射頻組件的集成度比以往任何時(shí)候都高。有許多驅(qū)動(dòng)因素推動(dòng)了這一趨勢(shì)。

衛(wèi)星通信系統(tǒng)所需的數(shù)據(jù)速率高達(dá)4 Gbps，以支持每天發(fā)送和接收TB級(jí)的收集數(shù)據(jù)。這一要求正在推動(dòng)系統(tǒng)在 Ku- 和Ka波段，因?yàn)樵谶@些頻率下更容易實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬和更高的數(shù)據(jù)速率。這種需求意味著更高的通道密度和更寬的每通道帶寬。

性能要求不斷提高的另一個(gè)領(lǐng)域是電子戰(zhàn)和信號(hào)情報(bào)。此類系統(tǒng)的掃描速率正在增加，推動(dòng)了對(duì)具有快速調(diào)諧PLL和寬帶寬覆蓋范圍的系統(tǒng)的需求。對(duì)更小尺寸、重量和功耗 （SWaP） 以及更集成系統(tǒng)的推動(dòng)源于在現(xiàn)場(chǎng)操作手持設(shè)備以及提高大型固定位置系統(tǒng)中通道密度的愿望。

相控陣的進(jìn)步也是通過(guò)在單個(gè)芯片中進(jìn)一步集成RF系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。隨著集成使收發(fā)器越來(lái)越小，它允許每個(gè)天線元件都有自己的收發(fā)器，這反過(guò)來(lái)又實(shí)現(xiàn)了從模擬波束成形到數(shù)字波束成形的發(fā)展。數(shù)字波束成形提供了從單個(gè)陣列一次跟蹤多個(gè)波束的能力。相控陣系統(tǒng)具有無(wú)數(shù)的應(yīng)用，無(wú)論是天氣雷達(dá)、電子戰(zhàn)應(yīng)用還是定向通信。在許多此類應(yīng)用中，隨著較低頻率的信號(hào)環(huán)境變得更加擁擠，向更高頻率的驅(qū)動(dòng)是不可避免的。

本文使用基于AD9371收發(fā)器作為IF接收器和發(fā)射器的高度集成架構(gòu)來(lái)解決這些挑戰(zhàn)，從而可以省去整個(gè)IF級(jí)及其相關(guān)元件。其中包括傳統(tǒng)系統(tǒng)與該建議架構(gòu)之間的比較，以及如何通過(guò)典型設(shè)計(jì)過(guò)程實(shí)現(xiàn)此架構(gòu)的示例。具體而言，使用集成收發(fā)器可以實(shí)現(xiàn)一些標(biāo)準(zhǔn)超外差式收發(fā)器所不具備的高級(jí)頻率規(guī)劃。

超外差架構(gòu)概述

多年來(lái)，超外差架構(gòu)一直是首選架構(gòu)，因?yàn)樗梢詫?shí)現(xiàn)高性能。超外差接收器架構(gòu)通常由一個(gè)或兩個(gè)混頻級(jí)組成，這些混頻級(jí)饋入模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。典型的超外差收發(fā)器架構(gòu)如圖1所示。

圖1.傳統(tǒng)的 X 和 Ku-頻段超外差接收和發(fā)送信號(hào)鏈。

第一轉(zhuǎn)換級(jí)將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一個(gè)IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規(guī)劃，以及混頻器和RF前端的可用濾波器。然后將第一個(gè)IF轉(zhuǎn)換為ADC可以數(shù)字化的較低頻率。盡管ADC在處理更高帶寬的能力方面取得了令人矚目的進(jìn)步，但為了獲得最佳性能，其上限目前約為2 GHz。在較高的輸入頻率下，必須考慮性能與輸入頻率的權(quán)衡，以及更高的輸入速率需要更高的時(shí)鐘速率，從而增加功率。

除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進(jìn)衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外 （OOB） 信號(hào)。如果不加以控制，這些信號(hào)會(huì)產(chǎn)生落在所需信號(hào)頂部的雜散，使其難以或不可能解調(diào)。放大器設(shè)置系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和增益，提供足夠的靈敏度來(lái)接收小信號(hào)，同時(shí)不會(huì)提供太多的ADC過(guò)度飽和。

需要注意的另一件事是，這種架構(gòu)經(jīng)常需要表面聲波（SAW）濾波器，以滿足ADC抗混疊的嚴(yán)格濾波要求。SAW濾波器具有急劇滾降，以滿足這些要求。但是，也會(huì)引入明顯的延遲和紋波。

X波段的超外差接收器頻率規(guī)劃示例如圖2所示。在該接收器中，希望以 8 MHz 和 12 MHz 帶寬接收 200 GHz 之間的頻率。所需頻譜與可調(diào)諧本振（LO）混合，產(chǎn)生5.4 GHz的IF。 然后，5.4 GHz IF與5 GHz LO混合，產(chǎn)生最終的400 MHz IF。最終的IF范圍為300 MHz至500 MHz，這是許多ADC可以表現(xiàn)良好的頻率范圍。

圖2.X 波段接收器的頻率規(guī)劃示例。

接收器規(guī)格 — 重要事項(xiàng)

除了眾所周知的增益、噪聲系數(shù)和三階交調(diào)截點(diǎn)規(guī)格外，影響任何接收器架構(gòu)頻率規(guī)劃的一些典型規(guī)格包括鏡像抑制、中頻抑制、自生成雜散和LO輻射。

鏡像雜散 — 目標(biāo)頻帶外的射頻，與LO混合以在IF中產(chǎn)生音調(diào)。

IF 雜散 — RF 頻率為 IF 頻率，在混頻器之前潛入濾波，并在 IF 中顯示為音調(diào)。

LO 輻射 — 來(lái)自 LO 的 RF 泄漏到接收器鏈的輸入連接器。LO輻射提供了一種被檢測(cè)的方法，即使在僅接收操作中也是如此（見圖3）。

圖3.LO輻射通過(guò)前端泄漏回去。

自發(fā)雜散——中頻雜散，由接收器內(nèi)的時(shí)鐘或本地振蕩器混合產(chǎn)生。

鏡像抑制規(guī)格適用于第一和第二混合階段。在 X 和 K 的典型應(yīng)用中u-頻段，第一個(gè)混頻級(jí)可能以 5 GHz 至 10 GHz 范圍內(nèi)的高 IF 為中心。這里需要高IF，因?yàn)殓R像落在F處調(diào)整+ 2 × IF，如圖 4 所示。因此，IF越高，像帶將下降得越遠(yuǎn)。在擊中第一個(gè)混頻器之前，必須拒絕該鏡像帶，否則該范圍內(nèi)的帶外能量將在第一個(gè)IF中顯示為雜散。這是通常使用兩個(gè)混合階段的主要原因之一。如果只有一個(gè)混頻級(jí)，IF在數(shù)百M(fèi)Hz，則接收器前端的鏡像頻率將很難抑制。

圖4.圖像混合到 IF。

當(dāng)將第一個(gè)IF向下轉(zhuǎn)換為第二個(gè)IF時(shí)，第二個(gè)混頻器也存在一個(gè)圖像帶。由于第二個(gè)IF的頻率較低（從幾百M(fèi)Hz到2 GHz不等），第一個(gè)IF濾波器的濾波要求可能會(huì)有很大差異。對(duì)于第二中頻為幾百M(fèi)Hz的典型應(yīng)用，高頻中頻的濾波可能非常困難，需要大型定制濾波器。由于高頻和通常較窄的抑制要求，這通常是系統(tǒng)中最難設(shè)計(jì)的濾波器。

除鏡像抑制外，還必須對(duì)從混頻器返回到接收輸入連接器的LO功率電平進(jìn)行強(qiáng)力濾波。這可確保由于輻射功率而無(wú)法檢測(cè)到用戶。為此，LO應(yīng)放置在RF通帶之外，以確保可以實(shí)現(xiàn)足夠的濾波。

高中頻架構(gòu)簡(jiǎn)介

最新的集成收發(fā)器包括AD9371，這是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發(fā)器，具有兩個(gè)接收通道和兩個(gè)發(fā)射通道。接收和發(fā)送帶寬可在 8 MHz 至 100 MHz 范圍內(nèi)調(diào)節(jié)，并可配置為頻分雙工 （FDD） 或時(shí)分雙工 （TDD） 操作。該部件安裝在 12 mm 中2封裝，在TDD模式下功耗為~3 W，在FDD模式下功耗為~5 W。隨著正交糾錯(cuò)（QEC）校準(zhǔn)的進(jìn)步，實(shí)現(xiàn)了75 dB至80 dB的鏡像抑制。

圖5.AD9371直接變頻收發(fā)器框圖

集成收發(fā)器IC性能的進(jìn)步開辟了新的可能性。AD9371集成了第二個(gè)混頻器、第二個(gè)IF濾波和放大、可變衰減ADC，以及信號(hào)鏈的數(shù)字濾波和抽取。在這種架構(gòu)中，AD9371的調(diào)諧范圍為300 MHz至6 GHz，可以調(diào)諧到3 GHz至6 GHz之間的頻率，并直接接收第一個(gè)IF（見圖6）。AD9371在5.5 GHz時(shí)增益為16 dB，噪聲系數(shù)為19 dB，OIP3為40 dBm，非常適合用作IF接收器。

圖6.X 或 Ku帶狀收發(fā)器，AD9371作為IF接收器。

使用集成收發(fā)器作為IF接收器后，不再像超外差接收器那樣擔(dān)心通過(guò)第二個(gè)混頻器的圖像。這可以大大減少第一個(gè)IF條中所需的濾波。但是，仍然必須進(jìn)行一些濾波，以解決收發(fā)器中的二階效應(yīng)。第一個(gè)中頻條現(xiàn)在應(yīng)該以第一個(gè)中頻頻率的兩倍提供濾波，以消除這些影響——這比濾波第二個(gè)鏡像和第二個(gè)LO要容易得多，后者可能接近幾百M(fèi)Hz。這些濾波要求通?？梢酝ㄟ^(guò)低成本、小型現(xiàn)成的LTCC濾波器來(lái)解決。

這種設(shè)計(jì)還為系統(tǒng)提供了高度的靈活性，可以很容易地重用于不同的應(yīng)用。提供靈活性的一種方式是IF頻率選擇。IF選擇的一般經(jīng)驗(yàn)法則是通過(guò)前端濾波將其置于比所需頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz的范圍內(nèi)。例如，如果設(shè)計(jì)人員希望通過(guò)前端濾波器獲得從17 GHz到21 GHz的4 GHz頻譜帶寬，則可以將IF放置在5 GHz的頻率（比所需的4 GHz帶寬高1 GHz）。這允許在前端實(shí)現(xiàn)可實(shí)現(xiàn)的過(guò)濾。如果只需要2 GHz的帶寬，則可以使用3 GHz的IF。此外，由于AD9371具有軟件可定義的特性，因此對(duì)于認(rèn)知無(wú)線電應(yīng)用，可以輕松動(dòng)態(tài)更改IF，在檢測(cè)到阻塞信號(hào)時(shí)可以避免阻塞信號(hào)。AD9371的帶寬易于調(diào)節(jié)，范圍為8 MHz至100 MHz，進(jìn)一步避免了目標(biāo)信號(hào)附近的干擾。

憑借高中頻架構(gòu)的高集成度，我們最終得到的接收器信號(hào)鏈占用了等效超外差所需空間的50%左右，同時(shí)功耗降低了30%。此外，高中頻架構(gòu)是比超外差架構(gòu)更靈活的接收器。這種架構(gòu)是低SWaP市場(chǎng)的推動(dòng)者，在這些市場(chǎng)中，需要小尺寸且不損失性能。

采用高中頻架構(gòu)的接收機(jī)頻率規(guī)劃

高中頻架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)之一是能夠調(diào)諧中頻。當(dāng)嘗試創(chuàng)建避免任何干擾雜散的頻率計(jì)劃時(shí)，這可能特別有利。當(dāng)接收到的信號(hào)與混頻器中的LO混合并產(chǎn)生m×n雜散時(shí)，會(huì)產(chǎn)生干擾雜散，該雜散不是IF頻段內(nèi)所需的音調(diào)。

混頻器根據(jù)公式m產(chǎn)生輸出信號(hào)和雜散×RF±n×LO，其中m和n是整數(shù)。接收到的信號(hào)產(chǎn)生m×n雜散，該雜散可能落在IF頻段，在某些情況下，所需的音調(diào)可能會(huì)在特定頻率下引起交越雜散。

例如，如果我們觀察一個(gè)設(shè)計(jì)為接收12 GHz至16 GHz的系統(tǒng)，IF為5.1 GHz，如圖7所示，則導(dǎo)致雜散出現(xiàn)在帶中的m×n個(gè)鏡像頻率可以通過(guò)以下公式找到：

圖7.12 GHz 至 16 GHz 接收器和發(fā)射器高中頻架構(gòu)。

在此等式中，RF是混頻器輸入端的RF頻率，它會(huì)導(dǎo)致IF中的音調(diào)下降。讓我們用一個(gè)例子來(lái)說(shuō)明。如果接收器調(diào)諧到13 GHz，則意味著LO頻率為18.1 GHz（5.1 GHz + 13 GHz）。將這些值代入前面的等式中，并允許 m 和 n 的范圍從 0 到 3，我們得到以下 RF 等式：

結(jié)果如下表所示：

在表中，第一行/第四列顯示所需的13 GHz信號(hào)，這是混頻器中1×1乘積的結(jié)果。第五列/第四行和第八列/第三行顯示有潛在問(wèn)題的帶內(nèi)頻率，這些頻率可能顯示為帶內(nèi)雜散。例如，15.55 GHz 信號(hào)在 12 GHz 到 16 GHz 所需范圍內(nèi)。輸入端 15.55 GHz 的音調(diào)與 LO 混合，產(chǎn)生 5.1 GHz 音調(diào)（18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz）。其他行（2、3、4、6、7 和 9）也可能帶來(lái)問(wèn)題，但由于它們不在帶外，它們可以通過(guò)輸入帶通濾波器進(jìn)行濾波。

雜散的水平取決于幾個(gè)因素。主要因素是混合器的性能。由于混頻器本質(zhì)上是非線性器件，因此器件內(nèi)會(huì)產(chǎn)生許多諧波。根據(jù)混頻器內(nèi)部二極管的匹配程度以及混頻器對(duì)雜散性能的優(yōu)化程度，將確定輸出電平。混頻雜散圖通常包含在數(shù)據(jù)手冊(cè)中，有助于確定這些電平。表2顯示了HMC773ALC3B的混頻器雜散圖示例。該圖表指定雜散相對(duì)于所需 1 × 1 音調(diào)的 dBc 電平。

通過(guò)此雜散圖，以及表1中完成的分析的擴(kuò)展，我們可以生成m×n個(gè)圖像色調(diào)可能干擾接收器以及在什么水平上干擾的全貌?？梢陨梢粋€(gè)電子表格，其輸出類似于圖 8 所示。

圖8.m × n 個(gè) 12 GHz 至 16 GHz 接收器的圖像。

在圖 8 中，藍(lán)色部分顯示了所需的帶寬。這些線顯示不同的 m × n 圖像及其級(jí)別。從此圖表中，很容易看出在混頻器之前需要哪些濾波要求才能滿足干擾源要求。在這種情況下，有幾個(gè)圖像雜散落在帶內(nèi)，無(wú)法過(guò)濾。我們現(xiàn)在將看看高中頻架構(gòu)的靈活性如何允許我們解決其中一些雜散，這是超外差架構(gòu)無(wú)法承受的。

避免接收器模式下的干擾源

圖9中的圖表顯示了類似的頻率規(guī)劃，范圍為8 GHz至12 GHz，默認(rèn)IF為5.1 GHz。該圖表給出了混頻器雜散的不同視圖，顯示了中心調(diào)諧頻率與m×n鏡像頻率的關(guān)系，而不是前面顯示的雜散電平。此圖表中的粗體 1：1 對(duì)角線顯示所需的 1 × 1 雜散。圖表上的其他線條表示 m × n 個(gè)圖像。此圖的左側(cè)是IF調(diào)諧沒有靈活性的表示。在這種情況下，IF固定為5.1 GHz。調(diào)諧頻率為10.2 GHz時(shí)，2×1鏡像雜散穿過(guò)所需信號(hào)。這意味著，如果您調(diào)諧到 10.2 GHz，附近的信號(hào)很有可能會(huì)阻止目標(biāo)信號(hào)的接收。右圖顯示了通過(guò)靈活的IF調(diào)諧解決此問(wèn)題的方法。在這種情況下，IF在9.2 GHz附近從5.1 GHz切換到4.1 GHz。這可以防止發(fā)生交叉雜散。

圖9.m × n個(gè)沒有中頻靈活性的交越雜散（上圖），避免了中頻調(diào)諧時(shí)的交越（下圖）。

這只是一個(gè)簡(jiǎn)單的例子，說(shuō)明如何通過(guò)高中頻架構(gòu)避免阻塞信號(hào)。當(dāng)與智能算法相結(jié)合以確定干擾并計(jì)算新的潛在IF頻率時(shí)，有許多可能的方法可以使接收器適應(yīng)任何頻譜環(huán)境。它就像在給定范圍（通常為3 GHz至6 GHz）內(nèi)確定合適的IF一樣簡(jiǎn)單，然后根據(jù)該頻率重新計(jì)算和編程LO。

采用高中頻架構(gòu)的發(fā)射機(jī)頻率規(guī)劃

與接收頻率規(guī)劃一樣，可以利用高中頻架構(gòu)的靈活性來(lái)改善發(fā)射器的雜散性能。而在接收器側(cè)，頻率成分有些不可預(yù)測(cè)。在發(fā)射端，更容易預(yù)測(cè)發(fā)射機(jī)輸出端的雜散。該RF含量可以用以下公式預(yù)測(cè)：

IF由AD9371的調(diào)諧頻率預(yù)定義并決定，LO由所需輸出頻率決定。

可以在發(fā)射端生成與接收通道類似的混頻器圖。示例如圖 10 所示。在此圖表中，最大的雜散是鏡像和LO頻率，可以在混頻器之后用帶通濾波器濾除到所需電平。在FDD系統(tǒng)中，雜散輸出可能會(huì)使附近的接收器脫敏，帶內(nèi)雜散可能會(huì)有問(wèn)題，這就是IF調(diào)諧的靈活性可以派上用場(chǎng)的地方。在圖10的示例中，如果使用5.1 GHz的靜態(tài)IF，則發(fā)射器輸出端將存在交越雜散，該雜散將接近15.2 GHz。通過(guò)在14 GHz的調(diào)諧頻率下將IF調(diào)整為4.3 GHz，可以避免交越雜散。如圖 11 所示。

圖 10.輸出雜散，無(wú)濾波。

圖 11.靜態(tài)中頻導(dǎo)致交越雜散（頂部），中頻調(diào)諧以避免交越雜散（底部）。

設(shè)計(jì)示例—寬帶FDD系統(tǒng)

為了展示這種架構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)的性能，我們利用ADI公司的現(xiàn)成元件構(gòu)建了一個(gè)原型接收器和發(fā)射器FDD系統(tǒng)，并配置為接收頻段為12 GHz至16 GHz，發(fā)射頻段為8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF來(lái)收集性能數(shù)據(jù)。接收通道的LO范圍設(shè)置為17.1 GHz至21.1 GHz，發(fā)射通道的LO范圍設(shè)置為13.1 GHz至17.1 GHz。原型的框圖如圖 12 所示。在此圖中，X 和 Ku轉(zhuǎn)換器板顯示在左側(cè)，AD9371評(píng)估卡顯示在右側(cè)。

圖 12.X 和 K 框圖u-頻段接收器和發(fā)射器FDD原型系統(tǒng)。

增益、噪聲系數(shù)和IIP3數(shù)據(jù)是在接收下變頻器上收集的，如圖13（上圖）所示?？傮w而言，增益為~20 dB，NF為~6 dB，IIP3為~–2 dBm。使用均衡器可以實(shí)現(xiàn)一些額外的增益均衡，或者利用AD9371中的可變衰減器進(jìn)行增益校準(zhǔn)。

圖 13.Ku-波段接收器數(shù)據(jù)（頂部），X 波段發(fā)射器數(shù)據(jù)（底部）。

還測(cè)量了發(fā)射上變頻器，記錄其增益0 P1dB和OIP3。該數(shù)據(jù)在圖13（底部）中繪制了頻率范圍。增益為 ~27 dB、P1 dB ~22 dBm 和 OIP3 ~32 dBm。

當(dāng)該板與集成收發(fā)器耦合時(shí)，接收和發(fā)送的總體規(guī)格如表3所示。

總體而言，接收器的性能符合超外差架構(gòu)，而功耗大大降低。等效的超外差設(shè)計(jì)將消耗超過(guò)5 W的接收器鏈。此外，原型板的制造沒有優(yōu)先考慮減小尺寸。采用適當(dāng)?shù)?a target="_blank">PCB布局技術(shù)，并將AD9371與下變頻器集成到同一PCB上，采用這種架構(gòu)的解決方案的整體尺寸可以縮小到僅4至6平方英寸。與等效的超外差解決方案相比，這顯示出顯著的尺寸節(jié)省，后者將接近8至10平方英寸。此外，使用先進(jìn)的封裝技術(shù)（例如多芯片模塊（MCM）或系統(tǒng)級(jí)封裝（SiP）技術(shù)）可以進(jìn)一步減小尺寸。通過(guò)這些先進(jìn)的技術(shù)，尺寸可以減小到2到3平方英寸。

結(jié)論

在本文中，我們展示了一種可行的替代架構(gòu)，即高中頻架構(gòu)，與傳統(tǒng)方法相比，它可以在SWaP方面實(shí)現(xiàn)相當(dāng)大的改進(jìn)。概述了超外差，并描述了接收器設(shè)計(jì)中的重要規(guī)格。然后介紹了高中頻架構(gòu)，并解釋了濾波要求和集成度方面的優(yōu)勢(shì)，以減少整體器件數(shù)量。我們已經(jīng)介紹了如何制定頻率計(jì)劃的細(xì)節(jié)，以及如何利用可調(diào)諧IF來(lái)避免干擾接收器上的信號(hào)。在發(fā)射端，目標(biāo)是減少輸出雜散，我們提出了一種避免帶內(nèi)雜散的方法，以及一種預(yù)測(cè)可能存在的所有輸出雜散產(chǎn)物的方法。

這種架構(gòu)的推動(dòng)因素是集成直接變頻接收器最近取得的飛躍。隨著AD9371的問(wèn)世，通過(guò)高級(jí)校準(zhǔn)和高集成度可實(shí)現(xiàn)更高的性能。未來(lái)幾年，這種架構(gòu)在低SWaP市場(chǎng)中將變得尤為重要。

審核編輯：郭婷