在本文的第一部分“數(shù)字下變頻器——第1部分”中，我們探討了行業(yè)對(duì)更高頻率RF頻段采樣的推動(dòng)，以及數(shù)字下變頻器（DDC）如何實(shí)現(xiàn)這種類(lèi)型的無(wú)線(xiàn)電架構(gòu)。討論了與AD9680系列產(chǎn)品中的DDC相關(guān)的幾個(gè)技術(shù)方面。其中一個(gè)方面是，更高的輸入采樣帶寬允許無(wú)線(xiàn)電架構(gòu)可以直接在更高的RF頻率下采樣，并將輸入信號(hào)直接轉(zhuǎn)換為基帶。DDC使RF采樣ADC能夠?qū)Υ祟?lèi)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理，而無(wú)需花費(fèi)大量數(shù)據(jù)吞吐量。DDC中的調(diào)諧和抽取濾波可用于調(diào)諧輸入頻段并濾除不需要的頻率。在本期中，我們將仔細(xì)研究抽取濾波，并將其應(yīng)用于第 1 部分中討論的示例。此外，我們還將介紹虛擬Eval，它將ADIsimADC引擎集成到新的改進(jìn)軟件仿真工具中。虛擬評(píng)估將用于演示模擬結(jié)果與示例中測(cè)量數(shù)據(jù)的匹配程度。

在第 1 部分中，我們查看了一個(gè)示例，在該示例中，我們?cè)?DDC 中使用 NCO 和抽取濾波來(lái)查看 DDC 中頻率折疊和轉(zhuǎn)換的效果?，F(xiàn)在，我們將仔細(xì)研究抽取濾波以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應(yīng)。我們將再次以AD9680為例。抽取濾波器響應(yīng)經(jīng)過(guò)歸一化處理，以便可以看到和理解響應(yīng)，并可以應(yīng)用于每個(gè)速度等級(jí)。抽取濾波器響應(yīng)隨采樣速率成比例。在這里包含的濾波器響應(yīng)圖中，沒(méi)有準(zhǔn)確給出具體的插入損耗與頻率的關(guān)系，但形象地顯示了濾波器的近似響應(yīng)。這些示例旨在對(duì)抽取濾波器響應(yīng)有一個(gè)大致的了解，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所在的位置。

回想一下，AD9680有四個(gè)DDC，包括一個(gè)NCO、最多四個(gè)級(jí)聯(lián)半帶（HB）濾波器（也稱(chēng)為抽取濾波器）、一個(gè)可選的6 dB增益模塊和一個(gè)可選的復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊，如圖1所示。正如我們?cè)诘?部分所討論的，信號(hào)首先通過(guò)NCO，NCO在頻率上移動(dòng)輸入音調(diào)，然后通過(guò)抽取，可選地通過(guò)增益模塊，并選擇性地通過(guò)復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換。

圖1.AD9680中的DDC信號(hào)處理模塊。

我們將首先研究AD9680中復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊時(shí)DDC抽取濾波器。這意味著DDC將配置為接受實(shí)際輸入并具有實(shí)際輸出。在AD9680中，復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換自動(dòng)將輸入頻率上移，幅度等于fS/4.圖2顯示了HB1濾波器的低通響應(yīng)。這是HB1的響應(yīng)，顯示了真實(shí)和復(fù)雜的域響應(yīng)。為了了解濾波器的實(shí)際操作，首先要看到真實(shí)域和復(fù)域中的基本濾波器響應(yīng)，以便可以看到低通響應(yīng)。HB1濾波器的通帶為實(shí)際奈奎斯特區(qū)的38.5%。它還有一個(gè)停止帶，是真實(shí)奈奎斯特區(qū)的38.5%，過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)域中，通帶和阻帶各占復(fù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（總計(jì)77%），過(guò)渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是真實(shí)域和復(fù)雜域之間的鏡像。

圖2.HB1 濾波器響應(yīng) — 真實(shí)域響應(yīng)和復(fù)雜域響應(yīng)。

現(xiàn)在，我們可以通過(guò)啟用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換塊來(lái)觀察將DDC置于實(shí)模式時(shí)會(huì)發(fā)生什么。啟用復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換會(huì)導(dǎo)致 f 的偏移S/4頻域。如圖3所示，其中顯示了頻移和由此產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)。請(qǐng)注意篩選器響應(yīng)的實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)。實(shí)線(xiàn)和陰影區(qū)域表示這是 f 之后的新濾波器響應(yīng)S/4頻移（由此產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)不能越過(guò)奈奎斯特邊界）。虛線(xiàn)用于說(shuō)明，以顯示如果不碰到奈奎斯特邊界將存在的濾波器響應(yīng)。

圖3.HB1 濾波器響應(yīng) — 實(shí)際 DDC 模式（啟用復(fù)雜到實(shí)際轉(zhuǎn)換）。

請(qǐng)注意，HB1濾波器帶寬在圖2和圖3之間保持不變。兩者的區(qū)別是 fS/4頻移和第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)產(chǎn)生的中心頻率。但是，請(qǐng)注意，在圖2中，信號(hào)的實(shí)部有38.5%的奈奎斯特，信號(hào)的復(fù)數(shù)部分有38.5%的奈奎斯特。在圖3中，啟用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換模塊后，實(shí)數(shù)信號(hào)的奈奎斯特為77%，復(fù)數(shù)域已被丟棄。濾波器響應(yīng)保持不變，除了 fS/4頻移。另請(qǐng)注意，作為此轉(zhuǎn)換的乘積，抽取率現(xiàn)在等于 1。有效采樣率仍為 fS但不是整個(gè)奈奎斯特區(qū)，而是奈奎斯特區(qū)只有 77% 的可用帶寬。這意味著，啟用HB1濾波器和復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊后，抽取率等于1（更多信息請(qǐng)參見(jiàn)AD9680數(shù)據(jù)手冊(cè)）。

接下來(lái)，我們將研究不同抽取率的濾波器響應(yīng)（即啟用多個(gè)半帶濾波器），以及ADC輸入頻率的混疊如何影響有效的抽取濾波器響應(yīng)。HB1的實(shí)際頻率響應(yīng)由圖4中的藍(lán)色實(shí)線(xiàn)給出。虛線(xiàn)表示HB1由于ADC的混疊效應(yīng)而產(chǎn)生的有效混疊響應(yīng)。由于頻率輸入到2德·, 3RD, 4千等。奈奎斯特區(qū)別名為 1圣ADC的奈奎斯特區(qū)，HB1濾波器響應(yīng)有效地混疊到這些奈奎斯特區(qū)。例如，駐留在 3f 的信號(hào)S/4將在 f 處混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)S/4.重要的是要了解HB1濾波器響應(yīng)僅駐留在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，并且ADC的混疊導(dǎo)致HB1濾波器的有效響應(yīng)似乎混疊到其他奈奎斯特區(qū)。

圖4.由于ADC混疊，HB1濾波器響應(yīng)有效。

現(xiàn)在讓我們看一下啟用 HB1 + HB2 的情況。這導(dǎo)致抽取比為 2。同樣，HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)由藍(lán)色實(shí)線(xiàn)給出。濾波器通帶的中心頻率仍為fS/4.同時(shí)啟用HB1 + HB2濾波器可獲得奈奎斯特區(qū)的38.5%的可用帶寬。再次注意ADC的混疊效應(yīng)及其對(duì)HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現(xiàn)在 7f 處的信號(hào)S/8將在 f 處混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)S/8.同樣是 5f 的信號(hào)S/8將在 3f 處混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)S/8.這些啟用復(fù)數(shù)到真實(shí)轉(zhuǎn)換模塊的示例可以輕松地從HB1 + HB2擴(kuò)展到包括HB3和HB4濾波器中的一個(gè)或兩個(gè)。請(qǐng)注意，啟用 DDC 時(shí)，HB1 篩選器不可繞過(guò)，而可以選擇啟用 HB2、HB3 和 HB4 篩選器。

圖5.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 2）引起的有效濾波器響應(yīng)。

現(xiàn)在，已經(jīng)討論了啟用抽取濾波器的實(shí)際模式操作，現(xiàn)在可以檢查DDC的復(fù)雜工作模式。AD9680將繼續(xù)用作示例。與DDC的實(shí)際模式操作類(lèi)似，將呈現(xiàn)歸一化抽取濾波器響應(yīng)。同樣，此處包含的示例濾波器響應(yīng)圖沒(méi)有顯示具體的插入損耗與頻率的關(guān)系，而是形象地顯示了濾波器的近似響應(yīng)。這樣做是為了全面了解ADC混疊如何影響濾波器響應(yīng)。

當(dāng)DDC處于復(fù)數(shù)模式時(shí)，它被配置為具有復(fù)數(shù)輸出，該輸出由實(shí)頻域和復(fù)頻域組成，通常稱(chēng)為I和Q.回想一下圖2，HB1濾波器具有低通響應(yīng)，通帶為實(shí)際奈奎斯特區(qū)的38.5%。它還有一個(gè)停止帶，是真實(shí)奈奎斯特區(qū)的38.5%，過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)域中，通帶和阻帶各占復(fù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（總計(jì)77%），過(guò)渡帶占剩余的23%。

在啟用HB1濾波器的復(fù)數(shù)輸出模式下操作DDC時(shí)，抽取比等于2，輸出采樣速率是輸入采樣時(shí)鐘的一半。擴(kuò)展圖2中的曲線(xiàn)以顯示ADC混疊的影響，我們得到了圖6所示的內(nèi)容。藍(lán)色實(shí)線(xiàn)表示實(shí)際濾波器響應(yīng)，藍(lán)色虛線(xiàn)表示濾波器由于ADC的混疊效應(yīng)而產(chǎn)生的有效混疊響應(yīng)。7f的輸入信號(hào)S/8將在 f 處混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)S/8，將其置于HB1濾波器的通帶中。同一信號(hào)的復(fù)雜圖像位于–7fS/8并將復(fù)雜域中的別名為 –fS/8，將其置于復(fù)域中HB1濾波器的通帶中。

圖6.由于ADC混疊（抽取率= 2）引起的HB1有效濾波器響應(yīng) - 復(fù)雜。

接下來(lái)，我們將查看啟用 HB1 + HB2 的情況，如圖 7 所示。這導(dǎo)致每個(gè)I和Q輸出的抽取比為4。同樣，HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)由藍(lán)色實(shí)線(xiàn)給出。同時(shí)啟用HB1 + HB2濾波器會(huì)導(dǎo)致每個(gè)實(shí)域和復(fù)域中抽取奈奎斯特區(qū)的可用帶寬為38.5%（f的38.5%S/4，其中 fS是輸入采樣時(shí)鐘）。請(qǐng)注意ADC的混疊效應(yīng)及其對(duì)HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現(xiàn)在 15f 的信號(hào)S/16將在 f 處混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)S/16.該信號(hào)在–15f處具有復(fù)雜的圖像S/16復(fù)域中，并將別名到復(fù)域中的第一個(gè)奈奎斯特區(qū) –fS/16.這些示例可以再次擴(kuò)展到啟用 HB3 和 HB4 的情況。本文未顯示這些，但可以根據(jù)圖7所示的HB1 + HB2的響應(yīng)輕松推斷。

圖7.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 4）引起的有效濾波器響應(yīng) - 復(fù)雜。

在查看所有這些抽取濾波器響應(yīng)時(shí)，我想到的一些問(wèn)題可能是：“我們?yōu)槭裁匆x擇？”和“它提供了什么優(yōu)勢(shì)？”不同的應(yīng)用有不同的要求，可以從ADC輸出數(shù)據(jù)的抽取中受益。一個(gè)動(dòng)機(jī)是在RF頻段的窄頻帶上獲得信噪比（SNR）。另一個(gè)原因是需要處理的帶寬較少，導(dǎo)致JESD204B接口上的輸出通道速率較低。這允許使用成本較低的FPGA。通過(guò)使用所有四個(gè)抽取濾波器，DDC可以實(shí)現(xiàn)處理增益，并將SNR提高多達(dá)10 dB。在表1中，我們可以看到可用帶寬、抽取比、輸出采樣率，以及在實(shí)際和復(fù)數(shù)模式下操作DDC時(shí)，不同的抽取濾波器選擇所提供的理想SNR改進(jìn)。

表 1.AD9680的DDC濾波器特性

對(duì)DDC工作原理的討論讓我們深入了解了AD9680中抽取濾波器的實(shí)際和復(fù)雜工作模式。利用抽取濾波有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)。DDC可以在實(shí)模式或復(fù)雜模式下工作，并允許用戶(hù)根據(jù)特定應(yīng)用的需要使用不同的接收器拓?fù)洹，F(xiàn)在可以將其與第1部分中討論的內(nèi)容放在一起，并有助于查看AD9680的真實(shí)示例。此示例將測(cè)量數(shù)據(jù)與來(lái)自虛擬評(píng)估的模擬數(shù)據(jù)放在一起，以便比較結(jié)果。?

在此示例中，將使用與第 1 部分中使用的相同條件。輸入采樣速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO 頻率為 155 MHz，抽取率設(shè)置為 4（由于 NCO 分辨率，實(shí)際 NCO 頻率為 154.94 MHz）。這導(dǎo)致輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC正在執(zhí)行復(fù)雜的混頻，因此復(fù)雜的頻域包含在分析中。請(qǐng)注意，抽取濾波器響應(yīng)已添加，在圖8中以深紫色顯示。

圖8.信號(hào)通過(guò)DDC信號(hào)處理模塊時(shí)的信號(hào) - 如圖所示抽取濾波。

NCO 轉(zhuǎn)移后的頻譜：

基頻從+150.1 MHz向下移動(dòng)到–4.94 MHz。

基本波的圖像從–150.1 MHz偏移到+186.48 MHz。

2德·諧波從 191.32 MHz 向下移動(dòng)到 36.38 MHz。

3RD諧波偏移從 +41.22 MHz 降至 –113.72 MHz。

抽取 2 后的頻譜：

基頻保持在–4.94 MHz。

基波鏡像向下轉(zhuǎn)換為–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在 36.38 MHz。

3RD諧波由HB2抽取濾波器衰減。

抽取 4 后的頻譜：

基波保持在–4.94 MHz。

基波鏡像保持在–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在–36.38 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3RD諧波由HB1抽取濾波器濾除并幾乎消除。

AD9680-500的實(shí)際測(cè)量結(jié)果如圖9所示?；l為 –4.94 MHz?；▓D像位于–59.28 MHz，振幅為–67.112 dBFS，這意味著圖像已衰減約66 dB。2德·諧波駐留在36.38 MHz，衰減了大約10 dB至15 dB。3RD諧波已經(jīng)過(guò)充分濾波，因此在測(cè)量中不會(huì)超過(guò)本底噪聲。

圖9.DDC 后信號(hào)的 FFT 復(fù)數(shù)輸出，NCO = 155 MHz 并抽取 4。

現(xiàn)在，虛擬評(píng)估可用于查看模擬結(jié)果與測(cè)量結(jié)果的比較情況。首先，從網(wǎng)站上打開(kāi)該工具，然后選擇一個(gè)要仿真的ADC（參見(jiàn)圖10）。虛擬評(píng)估工具位于ADI公司網(wǎng)站的Virtual Eval上。AD9680型號(hào)位于虛擬評(píng)估中，集成了正在開(kāi)發(fā)的新功能，允許用戶(hù)仿真不同速度等級(jí)的ADC。該特性是本示例的關(guān)鍵，因?yàn)樵撌纠褂玫氖茿D9680-500。加載虛擬評(píng)估后，第一個(gè)提示是選擇產(chǎn)品類(lèi)別和產(chǎn)品。請(qǐng)注意，虛擬評(píng)估不僅涵蓋高速ADC，還包含精密ADC、高速DAC和集成/專(zhuān)用轉(zhuǎn)換器的產(chǎn)品類(lèi)別。

圖 10.虛擬評(píng)估中的產(chǎn)品類(lèi)別和產(chǎn)品選擇。

從產(chǎn)品選擇中選擇AD9680。這將打開(kāi)AD9680仿真的主頁(yè)。AD9680的虛擬評(píng)估模型還包括一個(gè)框圖，詳細(xì)介紹了ADC模擬和數(shù)字特性的內(nèi)部配置。該框圖與AD9680數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出的框圖相同。在此頁(yè)面中，從頁(yè)面左側(cè)的下拉菜單中選擇所需的速度等級(jí)。對(duì)于此處的示例，請(qǐng)選擇 500 MHz 速度等級(jí)，如圖 11 所示。

圖 11.AD9680速度等級(jí)選擇和虛擬評(píng)估框圖

接下來(lái)，必須設(shè)置輸入條件才能執(zhí)行FFT仿真（見(jiàn)圖12）。回想一下，該示例的測(cè)試條件包括 491.52 MHz 的時(shí)鐘速率和 150 MHz 的輸入頻率。在NCO頻率設(shè)置為155 MHz時(shí)使能DDC，將ADC輸入設(shè)置為實(shí)數(shù)，禁用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換（C2R），DDC抽取率設(shè)置為4，DDC中的6 dB增益使能。這意味著DDC設(shè)置為實(shí)際輸入信號(hào)和抽取比為4的復(fù)數(shù)輸出信號(hào)。使能DDC中的6 dB增益是為了補(bǔ)償DDC中混頻過(guò)程造成的6 dB損耗。Virtual Eval一次只會(huì)顯示噪聲或失真結(jié)果，因此包括兩個(gè)圖，其中一個(gè)顯示噪聲結(jié)果（圖12），另一個(gè)顯示失真結(jié)果（圖13）。

圖 12.AD9680 虛擬評(píng)估中的FFT仿真—噪聲結(jié)果。

圖 13.AD9680 虛擬評(píng)估中的FFT仿真—失真結(jié)果。

虛擬評(píng)估中表示了許多性能參數(shù)。該工具提供了諧波位置以及基本圖像的位置，這在頻率規(guī)劃時(shí)非常方便。這允許用戶(hù)查看基本圖像或任何諧波音是否顯示在所需的輸出頻譜中，從而有助于簡(jiǎn)化頻率規(guī)劃。虛擬評(píng)估中的仿真給出的信噪比值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但是，考慮一下，基本鏡像通常不在輸出頻譜中，如果我們?nèi)コ撾s散，則SFDR為89.978 dB（當(dāng)參考–1 dBFS輸入功率時(shí)為88.978 dBc）。

圖 14.AD9680 FFT測(cè)量結(jié)果

虛擬評(píng)估模擬器在計(jì)算SNR時(shí)不包括基本圖像。確保在視覺(jué)模擬中調(diào)整設(shè)置?忽略測(cè)量中的基本圖像，以獲得正確的信噪比。這個(gè)想法是在基本圖像不在所需頻段內(nèi)進(jìn)行頻率規(guī)劃。信噪比的實(shí)測(cè)結(jié)果為71.602 dBFS，與虛擬電子中71.953 dBFS的仿真結(jié)果非常接近。同樣，測(cè)得的SFDR為91.831 dBc，非常接近88.978 dBc的模擬結(jié)果。

Virtual Eval在準(zhǔn)確預(yù)測(cè)硬件行為方面做得非常出色。設(shè)備行為可以在舒適的椅子上預(yù)測(cè)，并享用一杯熱咖啡或茶。特別是對(duì)于AD9680等帶有DDC的ADC，Virtual Eval能夠很好地模擬ADC性能，包括鏡像和諧波，以便用戶(hù)可以進(jìn)行頻率規(guī)劃，并在可能的情況下將這些不需要的信號(hào)保持在帶外。隨著載波聚合和直接RF采樣的日益普及，在工具箱中擁有像Virtual Eval這樣的工具非常方便。準(zhǔn)確預(yù)測(cè)ADC性能和頻率規(guī)劃的能力有助于系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員在通信系統(tǒng)、軍事/航空航天雷達(dá)系統(tǒng)和許多其他類(lèi)型的應(yīng)用中正確規(guī)劃設(shè)計(jì)頻率。我鼓勵(lì)您利用ADI公司最新一代ADC中的數(shù)字信號(hào)處理功能。我還建議使用虛擬評(píng)估來(lái)幫助規(guī)劃您的下一個(gè)設(shè)計(jì)，并提前了解預(yù)期性能。