作者：Miguel Usach Merino and Gerard Mora Puchalt

獲得專利的ADI電容可編程增益放大器（PGA）提供優(yōu)于傳統(tǒng)阻性PGA的性能，包括模擬輸入信號的更高共模電壓抑制。

本文介紹斬波電容放大器的工作原理，重點(diǎn)介紹當(dāng)來自傳感器的小信號需要在靠近電源軌的地方放大時，例如在溫度測量（RTD或熱電偶）和惠斯通電橋中，這種架構(gòu)的優(yōu)勢。

Σ-Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）廣泛用于具有小響應(yīng)度和低帶寬的傳感器的應(yīng)用，例如應(yīng)變計或熱敏電阻，因?yàn)檫@種架構(gòu)提供了高動態(tài)范圍。高動態(tài)范圍背后的原因是與其他ADC架構(gòu)相比，噪聲性能較低。

Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的工作原理基于兩個原理：過采樣和噪聲整形。當(dāng)ADC對輸入信號進(jìn)行采樣時，與采樣頻率無關(guān)的量化噪聲會在整個頻譜中傳播到采樣頻率的一半。因此，如果輸入信號的采樣頻率遠(yuǎn)高于奈奎斯特定理規(guī)定的最小頻率，則目標(biāo)頻帶中的量化噪聲會降低。

圖1顯示了不同采樣頻率的量化噪聲密度示例。

圖1.不同采樣頻率隨頻率變化的量化噪聲密度。

一般來說，對于給定的目標(biāo)頻段，過采樣因子每為2，動態(tài)范圍就會提高3 dB（假設(shè)白噪聲頻譜）。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的第二個優(yōu)點(diǎn)是噪聲傳遞函數(shù)。如圖2所示，它將噪聲整形到更高的頻率，從而進(jìn)一步降低了目標(biāo)頻段的量化噪聲。

圖2.Σ-Δ噪聲整形。

此外，Σ-Δ可以集成數(shù)字濾波器，以消除目標(biāo)頻帶之外的量化噪聲，相當(dāng)于出色的動態(tài)范圍性能，如圖3所示。

圖3.LPF后的量化噪聲。

輸入緩沖器

過采樣架構(gòu)的缺點(diǎn)之一是，與在較低采樣頻率下工作的其他架構(gòu)相比，驅(qū)動Σ-Δ調(diào)制器的輸入緩沖器的要求可能會變得更加嚴(yán)格。采集時間變短，因此緩沖器需要更高的帶寬。現(xiàn)代Σ-Δ轉(zhuǎn)換器在片上集成了輸入緩沖器，以最大限度地提高易用性。

此外，在傳感系統(tǒng)中，為傳感元件提供非常高的高精度輸入阻抗對于測量精度至關(guān)重要。這使得對輸入緩沖器的要求更加重要。

集成輸入緩沖器會產(chǎn)生其他挑戰(zhàn)。Σ-Δ調(diào)制器在低頻時具有非常低的噪聲，但輸入緩沖器等任何其他組件都會增加熱噪聲，更重要的是，在低頻時會增加閃爍噪聲，如圖4所示。

圖4.閃爍噪音。

此外，緩沖器的偏移可能會導(dǎo)致整體系統(tǒng)誤差。失調(diào)可以通過系統(tǒng)校準(zhǔn)進(jìn)行補(bǔ)償，但如果失調(diào)漂移相對較高，這種方法可能變得不切實(shí)際，因?yàn)樗竺看喂ぷ鳒囟茸兓瘯r重新校準(zhǔn)系統(tǒng)以補(bǔ)償緩沖失調(diào)貢獻(xiàn)。

例如，當(dāng)失調(diào)漂移為500 nV/°C時，10°C的溫度增量將相當(dāng)于5 μV失調(diào)變化，在±2.5 VREF 24位ADC中，相當(dāng)于16.8 LSB，約為4位。

解決這兩個問題的典型方法是斬波緩沖器的輸入和輸出，如圖5所示。

圖5.斬波放大器。

通過斬波輸入，輸入頻率被調(diào)制到更高的頻率。緩沖失調(diào)和閃爍噪聲保持在原來的低頻，因?yàn)樗鼈儾皇茌斎霐夭ǖ挠绊憽?/p>

輸出斬波器機(jī)制將輸入頻率解調(diào)回基帶，同時將緩沖器增加的失調(diào)和閃爍噪聲調(diào)制至更高的頻率，這些頻率將由ADC低通濾波器消除。

在某些情況下，輸入緩沖器被基于電阻的儀表放大器（阻性PGA）取代，以在整個調(diào)制器輸入范圍內(nèi)容納小傳感器信號，從而最大化動態(tài)范圍。請注意，由于分立傳感器需要更高的輸入阻抗，因此基于電阻的儀表放大器優(yōu)于差分電阻放大器。阻性PGA實(shí)現(xiàn)了類似的斬波方案，如圖6所示。

圖6.電阻式PGA。

阻性PGA可能需要第二組級聯(lián)連接的緩沖器，因?yàn)榉糯笃骺赡軣o法提供足夠的帶寬來直接驅(qū)動調(diào)制器。同時，電流消耗應(yīng)保持在較低水平，這決定了電阻的值，從而決定了放大器的帶寬。

使用這種放大器拓?fù)涞闹饕拗剖枪材ｋ妷旱南拗?，特別是增益不是1，因?yàn)樽栊訮GA具有取決于輸入信號的浮動共模，如圖6所示。

此外，阻性網(wǎng)絡(luò)失配及其漂移也是整體誤差預(yù)算中的一個問題，因?yàn)樗赡軙绊懘蠖鄶?shù)精密規(guī)格。

為了避免這些限制，最近的ADI Σ-Δ轉(zhuǎn)換器采用了容性PGA。

電容式PGA放大原理與阻性PGA相似;增益取決于電容比，如圖7所示。

圖7.電容式PGA（為清楚起見，已刪除某些塊）。

為了放大直流信號，電容PGA在PGA輸入端引入斬波機(jī)制，將直流輸入信號調(diào)制到斬波頻率，然后由容性放大器放大。最后，信號通過輸出斬波器解調(diào)回直流。此外，放大器失調(diào)和閃爍噪聲被調(diào)制到斬波頻率，并在稍后階段進(jìn)行低通濾波。

與阻性架構(gòu)相比，這種電容式架構(gòu)有一些優(yōu)點(diǎn)：

它提供了更好的噪聲與功率權(quán)衡，因?yàn)樗脑肼曉锤?。與電阻相比，需要的放大器更少，電容不會產(chǎn)生噪聲。

與電阻器相比，電容器具有廣泛的優(yōu)勢。除了無噪音外，它們不會受到自發(fā)熱的影響，并且通常提供更好的匹配和溫度漂移。這對失調(diào)、增益誤差和漂移規(guī)格有積極影響。

電容將輸入共模與信號鏈共模的其余部分去耦。這在CMRR、PSRR和THD方面具有優(yōu)勢。

最強(qiáng)大的優(yōu)勢之一是容性PGA輸入共模范圍可以是軌到軌甚至更高。這樣就可以將傳感器共模電壓偏置到從正電源軌到負(fù)電源軌的幾乎任何地方。

這種電容式架構(gòu)結(jié)合了儀表放大器的優(yōu)點(diǎn)，由于其輸入是電容器，因此它具有非常高的輸入阻抗。與作為增益元件的電阻相比，電容器的另一個優(yōu)點(diǎn)是放大器的動態(tài)范圍增加，不僅在信號擺幅方面，而且在噪聲效率方面。

克服阻性PGA共模限制的常見解決方案是增加或移動電源軌，或者將傳感器信號共模重新居中。這是以更高的功耗、電源設(shè)計復(fù)雜性、額外的外部元件和成本為代價的。

實(shí)例

在惠斯通電橋中，共模電壓由連接在每個支路中的阻抗定義，并與施加的電源成正比。由于應(yīng)變計中的線性檢測優(yōu)勢，電子秤應(yīng)用實(shí)現(xiàn)了這種檢測拓?fù)?，圖8顯示了II型半橋。

圖8.惠斯通拓?fù)渲袔?yīng)變計的稱重秤。

應(yīng)變計的靈敏度通常為2 mV/V?；菟雇ü?yīng)量越高，獲得的靈敏度就越高。為了增加應(yīng)變計的動態(tài)范圍并最大化SNR，電橋的供電電源可能高于ADC。

在阻性PGA中，由于其共模限制，電橋應(yīng)以與ADC電源相同的電源電壓供電，以最大化動態(tài)范圍，而在容性PGA中，電橋的供電幾乎是ADC電源電壓的兩倍，因?yàn)闆]有輸入共模限制。

例如，假設(shè)標(biāo)準(zhǔn)電源電平并以3.3 V電壓為ADC供電，則在相同選定增益下，容性PGA優(yōu)于阻性PGA的改進(jìn)可總結(jié)為表1。

表 1.假設(shè)標(biāo)準(zhǔn)電源和增益的惠斯通電橋中阻性和電容性PGA的比較

另一個可能的問題是，當(dāng)電橋與ADC保持一定距離時，接地之間的電位差。這可能會改變共模電壓，使ADC輸入共模相對于電橋不平衡，并降低阻性PGA中的最大允許增益。

將容性PGA性能與阻性PGA相匹配的一種可能方法是在更高的電源電壓下為電橋供電。例如，使用雙極性電源（±3.3 V）為電橋供電，以提高應(yīng)變計的靈敏度，但會增加系統(tǒng)復(fù)雜性和功耗。

另一個可以從電容式PGA中受益的例子是使用電阻溫度檢測器（RTD）或熱電偶進(jìn)行溫度測量。

常用的RTD電阻（如PT100）可用于直接或間接檢測熱電偶冷端的溫度，如圖9所示。

圖9.典型的熱電偶設(shè)置。

PT100 為每個元件提供不同的導(dǎo)線，是最受歡迎和最具成本效益的 3 線配置。

圖10提出了一種在消除導(dǎo)聯(lián)誤差的同時測量溫度的傳統(tǒng)方法。在本例中，帶PGA的Σ-Δ型ADCAD7124-8的內(nèi)部電流源以相同的電流驅(qū)動RTD的兩根導(dǎo)線，從而在兩根引線上產(chǎn)生相等且與引線電阻成比例的失調(diào)誤差。

由于引線電阻值小，AD7174-8提供的電流將自發(fā)熱效應(yīng)降至最低，RL3中產(chǎn)生的失調(diào)電壓接近負(fù)供電軌，大大降低了阻性PGA的最大允許增益，因?yàn)槠漭斎牍材Ｒ矊⒎浅＝咏╇娷墸娙軵GA則在內(nèi)部將共模電壓設(shè)置為電源軌的一半， 允許更高的增益配置，從而增加整體動態(tài)范圍。

所提出的解決方案顯著降低了系統(tǒng)和硬件連接的復(fù)雜性，因?yàn)榈谌娎|不應(yīng)返回到ADC PCB，并且可以連接到RTD位置附近的地。

圖 10.3線RTD測量。

為了提高溫度測量的精度，首選4線測量。在這種情況下，僅使用一個電流基準(zhǔn)。為了避免電流源的不精確性，可以使用比例測量和精密電阻作為ADC基準(zhǔn)電壓發(fā)生器，如圖11所示。

圖 11.比率式 4 線 RTD 測量。

選擇外部精密電阻的值，使RTD兩端產(chǎn)生的最大電壓等于基準(zhǔn)電壓除以PGA增益。

對于3.3 V電源，在阻性PGA中，精密電阻上產(chǎn)生的電壓應(yīng)在1.65 V左右，否則PGA共模電壓將限制最大增益。結(jié)果是最大增益信號應(yīng)等于1.65 V。在容性PGA中，沒有輸入共模限制，因此，RTD共模信號可以靠近頂軌，從而使精密電阻產(chǎn)生的ADC基準(zhǔn)電壓最大化，從而可以最大化最高的可選增益和動態(tài)范圍。

表2總結(jié)了阻性PGA相對于容性PGA的最大增益，最大電流源為500 μA，以限制Pt100自發(fā)熱，假設(shè)B類RTD，最高溫度為600°C，最大VREF為2.5 V。

表 2.4線RTD比率測量中阻性和電容性PGA的比較

結(jié)論

與阻性PGA相比，電容式PGA具有許多重要優(yōu)勢。由于作為增益元件的電容器固有的溫度穩(wěn)定性和匹配特性，噪聲、共模抑制、失調(diào)、增益誤差和溫度漂移等關(guān)鍵規(guī)格得到了改善。

另一個關(guān)鍵特性是輸入共模電壓與放大器內(nèi)部共模電壓的去耦。當(dāng)要放大的輸入信號位于接近供電軌的共模電壓上時，這一點(diǎn)至關(guān)重要。阻性PGA選擇增益將受到其共模限制的嚴(yán)重限制，或者需要更高的電源軌或外部元件將輸入信號重新偏置到電源軌的一半。相反，電容式PGA可以輕松處理這種傳感場景。

審核編輯：郭婷