本文討論運(yùn)算放大器的直流限制及其影響，包括輸入偏置電流、輸入失調(diào)電壓、CMRR、PSRR和輸入阻抗。本文將使讀者更好地了解這些限制如何在高精度應(yīng)用中產(chǎn)生精度問(wèn)題。

運(yùn)算放大器是雙端口集成電路（IC），它們對(duì)外部輸入信號(hào)施加精確的增益，并提供放大后的輸出：輸入×閉環(huán)增益。精密運(yùn)算放大器在低至中等頻率和中等直流增益下工作時(shí)表現(xiàn)接近理想。然而，即使在這些條件下，運(yùn)算放大器性能也會(huì)受到其他因素的影響，這些因素會(huì)影響精度并限制性能。在這些限制中，最常見(jiàn)的是高直流增益應(yīng)用中占主導(dǎo)地位的折合到輸入端的誤差。

本文將討論折合到輸入端的誤差對(duì)運(yùn)算放大器的影響。這些誤差包括輸入偏置電流、輸入失調(diào)電流、輸入失調(diào)電壓、CMRR、PSRR和有限輸入阻抗。實(shí)際上，所有這些錯(cuò)誤將同時(shí)發(fā)生。我們還解釋了為什么設(shè)計(jì)人員應(yīng)該警惕數(shù)據(jù)手冊(cè)EC表中描述的運(yùn)算放大器性能規(guī)格僅在該表頂部定義的條件下得到保證，除非另有說(shuō)明的特定特性。實(shí)際上，當(dāng)電源電壓、共模電壓范圍和其他條件發(fā)生變化時(shí)，這些直流誤差的影響會(huì)發(fā)生變化。

輸入偏置和輸入失調(diào)電流引起的誤差

我們都熟悉我們周圍的潛在危險(xiǎn)，我們工程師往往會(huì)忘記在設(shè)計(jì)時(shí)也有危險(xiǎn)的陷阱需要避免。讓我們看看這對(duì)運(yùn)算放大器有何影響。

我們從兩個(gè)基本等式開(kāi)始：

IB = (IBP + IBN)/2 …..

IOS = IBP - IBN …..

哪里：

IB是流入輸入引腳的平均輸入偏置電流;

IBP 是流入正輸入端的輸入偏置電流;

IBN是流入負(fù)輸入的輸入偏置電流;

IOS是輸入失調(diào)電流。

輸入偏置和輸入失調(diào)電流是許多精密放大器應(yīng)用中兩個(gè)最關(guān)鍵的特性;它們通過(guò)阻性和容性反饋影響輸出。許多反相、同相、求和和差分放大器在其有源輸入設(shè)置為零后降至圖2A和2B。對(duì)于此分析，我們將所有輸入信號(hào)設(shè)置為零，以評(píng)估輸入電流對(duì)輸出精度的影響。我們將分別分析阻性反饋（圖2A）和電容反饋（圖2B）電路。

圖 2A.帶阻性反饋的運(yùn)算放大器。圖 2B.帶電容反饋的運(yùn)算放大器。示例器件包括MAX9620和MAX4238運(yùn)算放大器。

應(yīng)用圖 2A 上的疊加定理可得到：

VOUT = (1 + RF/RG) × [(RF//RG) × IBN – RP × IBP] ……

從公式3可以得出以下推論：

在沒(méi)有任何輸入信號(hào)的情況下，電路產(chǎn)生有限的輸出電壓。這種不需要的輸出誤差也稱為輸出直流噪聲。

輸出電壓通過(guò)將輸入誤差或輸入直流噪聲放大（1 + R）產(chǎn)生FRG).

輸入直流噪聲有兩個(gè)分量：壓降為I英國(guó)石油公司流經(jīng) RP和電壓降，因?yàn)槲覂|流經(jīng) R 的組合FRG.

根據(jù)應(yīng)用中所需的精度水平，我們必須對(duì)無(wú)源元件值和運(yùn)算放大器本身做出一些謹(jǐn)慎的選擇。這是消除輸入偏置電流對(duì)輸出精度影響的最佳方法。因此，選擇 RP= RFRG收益 率：

VOUT = - (1 + RF/RG) × (RF//RG) × IOS …..

選擇 RP= RFRG幫助我們減少數(shù)量級(jí)的輸出誤差。但對(duì)于傳感器接口具有大增益（> 100V/V）的高精度應(yīng)用，仍然最好選擇低輸入失調(diào)電流運(yùn)算放大器。此外，添加 R 并不總是可行的P.最后，輸入偏置電流和電阻大小在輸出誤差中起著重要作用。針對(duì)這些情況，設(shè)計(jì)人員應(yīng)選擇具有低輸入偏置電流、低輸入失調(diào)電壓、低速度功率比以及高CMRR和PSRR的運(yùn)算放大器，如MAX44260、MAX9620和MAX4238。

通過(guò)選擇較低的R可以進(jìn)一步降低輸出誤差F和 RG這反過(guò)來(lái)又增加了電路的功耗。在選擇電阻尺寸時(shí)，需要在輸出誤差和功耗之間保持謹(jǐn)慎的權(quán)衡。

現(xiàn)在我們回到圖 2B。正輸入和負(fù)輸入上的電壓產(chǎn)生：

VIN+ = VIN- = -RP × IBP

其中 VHNJ是同相輸入端的電壓，V在-是反相輸入端的電壓。

應(yīng)用基爾霍夫關(guān)于反轉(zhuǎn)輸入收益率的現(xiàn)行定律：

VIN-/RG + IBN - IC = 0…..

我們消除V在-在公式6中，用公式5代入，公式7得到輸入偏置電流和通過(guò)反饋電容的電流：

IC = (RG × IBN - RP × IBP)/RG …..

現(xiàn)在應(yīng)用邁克爾法拉第電容定律：

VC = 1/C ?IC dt

其中 VC是電容器兩端的電壓，也是 V外.將等式7代入等式8得到：

VOUT = 1/(RG × C) × Integral(RG × IBN - RP × IBP)dt…..

公式9給出了圖2B中的輸出電壓誤差。若要最大程度地減少此錯(cuò)誤，可以選擇 RP= RG，這將公式 9 簡(jiǎn)化為：

VOUT = -1/(C) × Integral(IOS) dt …..

由于 C 和IOS相對(duì)恒定，隨時(shí)間推移對(duì)公式10進(jìn)行積分將得到：

VOUT = -IOS × t/C …….

等式11表示一個(gè)電壓斜坡，驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器達(dá)到飽和狀態(tài)。

V 引起的錯(cuò)誤操作系統(tǒng)和TCV操作系統(tǒng)

1

現(xiàn)在，我們將解釋輸入失調(diào)電壓對(duì)運(yùn)算放大器電路中典型阻性和容性反饋的影響。

圖 3A.帶阻性反饋的運(yùn)算放大器。圖 3B.帶電容反饋的運(yùn)算放大器。

從圖3A可以看出，輸出電壓誤差為：

VOUT = (1 + RF/RG) × VOS …..

其中 （1 + RF/RG） 是直流噪聲增益。電阻越大，誤差越大。

從圖 3B 中，我們有 IC= IRG，用于輸入偏置電流可忽略不計(jì)的運(yùn)算放大器;對(duì)于 V在-= V操作系統(tǒng)，我們有我C= IRG = V操作系統(tǒng)/RG.使用法拉第電容定律可得到：

VOUT = Integral(VOS) dt/(RG × C) …..

同樣，如果我們隨著時(shí)間的推移對(duì)公式13進(jìn)行積分，運(yùn)算放大器輸出會(huì)飽和到任一電源軌，具體取決于V的極性。操作系統(tǒng).

從公式12和13可以得出一個(gè)重要結(jié)論：對(duì)于給定的無(wú)源電阻和電容值，失調(diào)電壓是累積輸出電壓誤差的主要因素。

現(xiàn)在是舉個(gè)例子的時(shí)候了。失調(diào)電壓（TCVos）和輸入失調(diào)電壓的熱漂移在溫度變化常見(jiàn)的精密應(yīng)用中起著非常關(guān)鍵的作用。強(qiáng)調(diào)TCV的重要性操作系統(tǒng)對(duì)于精密應(yīng)用中的運(yùn)算放大器，我們比較了典型運(yùn)算放大器（最大TCV操作系統(tǒng)= 5μV/°C 和最大值 V操作系統(tǒng)= 50μV），MAX9620 （最大TCV操作系統(tǒng)= 0.12μV/°C 和最大值 V操作系統(tǒng)= 10μV）。我們可以說(shuō)：

Maximum VOS(T) = max VOS(+25°C) + maximum TCVOS × (T-25°C)

現(xiàn)在我們可以以MAX9620運(yùn)算放大器為例。假設(shè)在給定應(yīng)用中，溫度從室溫（+25°C）變?yōu)?125°C，并且最大V操作系統(tǒng)由于熱漂移是：

Maximum VOS(T) = 10μV + 0.12μV/°C × (100°C) = 22μV ….

相比之下，運(yùn)算放大器的最大失調(diào)電壓為50μV，最大TCV為5μV/°C操作系統(tǒng)收益 率：

Maximum VOS(T) = 50μV + 5μV/°C × (100°C) = 550μV ….

這些結(jié)果表明，在應(yīng)用中需要高精度的輸入失調(diào)電壓中，熱漂移對(duì)于輸入失調(diào)電壓非常重要。

由 CMRR 和 PSRR 限制引起的錯(cuò)誤

典型運(yùn)算放大器中的有限共模抑制比（CMRR）會(huì)在輸入端引入失調(diào)電壓，從而降低精度。放大器的CMRR越高，對(duì)額定輸入共模電壓的輸入失調(diào)電壓變化越不敏感。在輸入信號(hào)非常小的應(yīng)用中，即在mV量級(jí)范圍內(nèi)，高CMRR絕對(duì)至關(guān)重要。

放大器的CMRR是差分增益（A差異） 至共模增益 （A厘米).CMRR也可以用輸入失調(diào)電壓相對(duì)于輸入共模電壓變化（V厘米） 1V。因此：

VOUT = ADIFF × [(VIN+ - VIN-) + ACM × VCM/ADIFF]

等式17也可以稱為：

VOUT = ADIFF × (VIN+ - VIN-) + ACM × VCM ……………….

也：

CMRR = ADIFF/ ACM = delta (VCM)/delta(VOS)

有限電源抑制比（PSRR）在引入相對(duì)于電源電壓變化的額外輸入失調(diào)電壓方面也起著重要作用。電源電壓的變化（V抄送）改變內(nèi)部晶體管的工作點(diǎn)，進(jìn)而影響輸入失調(diào)電壓。PSRR越高，當(dāng)電源電壓變化時(shí)，放大器對(duì)輸入失調(diào)電壓的變化就越不敏感。

PSRR = delta (VCC)/delta (VOS)

除非另有說(shuō)明，否則放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)的電氣特性（EC）表中提供的CMRR和PSRR規(guī)格分別在特定輸入共模電壓和電源電壓范圍內(nèi)指定。提供的CMRR規(guī)范在整個(gè)電源范圍內(nèi)并不相同，提供的PSRR規(guī)范在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)也不相同。3

輸入阻抗限制引起的誤差

有限輸入阻抗（R在） 的運(yùn)算放大器將與源阻抗 （RS） 驅(qū)動(dòng)放大器并引入增益誤差。因此，輸入阻抗非常高，大約為109需要?dú)W姆以確保誤差可以忽略不計(jì)。

在上述情況下輸入信號(hào)量（V在放大器從源看到的取決于定義為以下的輸入阻抗參數(shù)：

VIN = VSOURCE × [RIN/(RIN+RS)]………………………..S)].............................

從公式 18 如果 R在>>>·S，然后 V在= VS.

總結(jié)

總之，如果不解決輸入失調(diào)電壓、輸入偏置電流和有限輸入阻抗等直流誤差，運(yùn)算放大器測(cè)量將根本不準(zhǔn)確。在精度至關(guān)重要的高精度應(yīng)用中，這種性能是不可接受的。設(shè)計(jì)人員還必須了解數(shù)據(jù)手冊(cè)EC表中定義的運(yùn)算放大器性能規(guī)格的重要性和局限性。按照此處介紹的指南，設(shè)計(jì)人員可以選擇正確的運(yùn)算放大器和具有正確配置的無(wú)源元件。最終，在設(shè)計(jì)中使用最好的運(yùn)算放大器將消除運(yùn)算放大器誤差并確保盡可能高的精度。

審核編輯：郭婷