LTC?6268 和 LTC6269 是一款單通道 / 雙通道 500MHz FET 輸入運(yùn)算放大器，具有極低的輸入偏置電流和低輸入電容。 它還具有低輸入?yún)⒖茧娏髟肼暫碗妷涸肼?，使其成為高速跨?a href="http://hljzzgx.com/tags/放大器/" target="_blank">放大器、CCD 輸出緩沖器和高阻抗傳感器放大器的理想選擇。其低失真使得 LTC6268 / LTC6269 成為驅(qū)動(dòng) SAR ADC 的理想放大器。

跨阻放大器中的噪聲

為了在廣泛的應(yīng)用中最大限度地降低 LTC6268 的噪聲，我們仔細(xì)考慮了折合到輸入端的電壓噪聲 （eN）、折合到輸入端的電流噪聲 （iN） 和輸入電容 C在.

對(duì)于圖1所示的跨阻放大器（TIA）應(yīng)用，上述三個(gè)運(yùn)算放大器參數(shù)加上反饋電阻值RF，以不同的方式影響噪聲行為，外部組件和跡線將添加到C在.

圖1.簡(jiǎn)化的 TIA 原理圖

獨(dú)立了解每個(gè)參數(shù)的影響非常重要。輸入折合到的電壓噪聲（eN） 由在較低頻率下占主導(dǎo)地位的閃爍噪聲（或 1/f 噪聲）和在較高頻率下占主導(dǎo)地位的熱噪聲組成。對(duì)于 LTC6268，1/f 轉(zhuǎn)折或 1/f 與熱噪聲之間的轉(zhuǎn)換頻率為 80kHz。該 iN在負(fù)輸入端，RF對(duì)折合到輸入端的噪聲電流的貢獻(xiàn)相對(duì)直接，而eN噪聲增益會(huì)放大貢獻(xiàn)。由于沒(méi)有增益電阻，因此使用反饋電阻（RF） 結(jié)合 C 的阻抗在作為 （1 + 2π RF? C在? 頻率），隨頻率增加。所有貢獻(xiàn)都將受到閉環(huán)帶寬的限制。等效輸入電流噪聲如圖2-5所示，其中eN表示折合到輸入端的電壓噪聲（eN）， iN表示折合到輸入端的電流噪聲（iN），和 RF表示反饋電阻的貢獻(xiàn)（RF).TIA 增益 （RF） 和輸入電容 （C在） 也顯示在每個(gè)圖上。比較圖2和圖3，以及圖4和5的更高頻率，eN當(dāng) C在由于上述放大而高（5pF），而當(dāng)C時(shí)iN占主導(dǎo)地位在低 （1pF）。

圖2.噪聲與頻率 C在= 1pF， CF= 0.28pF， RF= 10kΩ

圖3.噪聲與頻率 C在= 5pF， CF= 0.56pF， RF= 10kΩ

圖4.噪聲與頻率 C在= 1pF， CF= 0.08pF， RF=100kΩ

圖5.噪聲與頻率 C在= 5pF， CF= 0.18pF， RF= 100kΩ

在較低頻率下，RF貢獻(xiàn)在 10k 和 100k 中占主導(dǎo)地位。由于寬帶eN為 4.3nV/√Hz（參見(jiàn)典型性能特征），RF在較低頻率下的貢獻(xiàn)將成為一個(gè)較小的因素，如果 RF小于1.16kΩ，如下式所示：

優(yōu)化 TIA 應(yīng)用的帶寬

如果不加以控制，反相輸入節(jié)點(diǎn)的電容可能會(huì)導(dǎo)致放大器穩(wěn)定性問(wèn)題。當(dāng)運(yùn)算放大器周?chē)姆答伿亲栊缘模≧F），將使用 R 創(chuàng)建一個(gè)極點(diǎn)F||C在.該極點(diǎn)會(huì)產(chǎn)生過(guò)多的相移和可能的振蕩。參考圖 1，輸出端的響應(yīng)為：

其中 RF是TIA的直流增益，ω是閉環(huán)的固有頻率，可以表示為：

ζ是環(huán)路的阻尼系數(shù)，可以表示為

其中 C在是運(yùn)算放大器反相輸入節(jié)點(diǎn)處的總電容，GBW是運(yùn)算放大器的增益帶寬。無(wú)論 C 如何，系統(tǒng)在兩個(gè)區(qū)域都是穩(wěn)定的F.第一個(gè)區(qū)域是當(dāng) RF小于 1/（4π?C在?GBW）。在這個(gè)區(qū)域，極點(diǎn)由反饋電阻和C產(chǎn)生在頻率很高，不會(huì)引起穩(wěn)定性問(wèn)題。第二個(gè)區(qū)域是：

其中 AO是運(yùn)算放大器的直流開(kāi)環(huán)增益，由R形成的極點(diǎn)FC在是主導(dǎo)極點(diǎn)。

對(duì)于 RF在這兩個(gè)區(qū)域之間，小電容CF與 R 并行F可以引入足夠的阻尼來(lái)穩(wěn)定回路。通過(guò)假設(shè) C在>> CF，C 需要滿足以下條件F,

上述條件意味著較高的GBW將需要較低的反饋電容CF，這將具有更高的環(huán)路帶寬。表 1 顯示了最佳 CF對(duì)于 RF10kΩ 和 100kΩ 和 C在1pF 和 5pF。

通過(guò)更高增益 TIA 實(shí)現(xiàn)更高的帶寬

良好的布局實(shí)踐對(duì)于從TIA電路獲得最佳結(jié)果至關(guān)重要。以下兩個(gè)示例顯示了與 LTC6268 在 499kΩ TIA 中截然不同的結(jié)果。（請(qǐng)參閱圖 6。第一個(gè)例子是在基本電路布局中使用0603電阻。在簡(jiǎn)單的布局中，無(wú)需花費(fèi)大量精力來(lái)降低反饋電容，實(shí)現(xiàn)的帶寬約為2.5MHz。在這種情況下，TIA 的帶寬不受 LTC6268 的 GBW 的限制，而受反饋電容降低 TIA 的實(shí)際反饋?zhàn)杩?（TIA 增益本身）這一事實(shí)的限制。基本上，這是電阻帶寬限制。499kΩ的阻抗在高頻下被其自身的寄生電容降低。根據(jù)2.5MHz帶寬和499kΩ低頻增益，我們可以估計(jì)總反饋電容為C = 1/（2π ? 2.5MHz ? 499kΩ） = 0.13pF。這是相當(dāng)?shù)偷模梢赃M(jìn)一步減少。

圖6.LTC6268 和低電容光電二極管采用 499kΩ TIA

圖7.頻率響應(yīng)為 499kΩ TIA，無(wú)需額外努力降低反饋電容為 2.5MHz

通過(guò)一些額外的布局技術(shù)來(lái)降低反饋電容，可以增加帶寬。請(qǐng)注意，我們正在增加499kΩ電阻的有效“帶寬”。降低電容的主要方法之一是增加極板之間的距離，在這種情況下，極板是分量電阻器的兩個(gè)端蓋。出于這個(gè)原因，使用更長(zhǎng)的電阻器將服務(wù)于我們的目的。0805 比 0603 長(zhǎng)，但其端蓋面積也更大，電容再次增加。然而，增加端蓋之間的距離并不是降低電容的唯一方法，電阻端蓋之間的額外距離也允許輕松應(yīng)用另一種技術(shù)來(lái)降低反饋電容。降低板間電容的一種非常有效的方法是屏蔽產(chǎn)生電容的E場(chǎng)路徑。在這種特殊情況下，方法是在靠近TIA輸出端的電阻焊盤(pán)之間放置一條短接地走線。

這種接地走線可防止輸出場(chǎng)到達(dá)電阻的求和節(jié)點(diǎn)端，并有效地將磁場(chǎng)分流到地。使走線靠近輸出端會(huì)略微增加輸出負(fù)載電容。有關(guān)圖形表示，請(qǐng)參見(jiàn)圖 8。

圖8.左側(cè)為正常布局，右側(cè)為字段調(diào)車(chē)布局。只需在反饋電阻下方添加一條接地走線，就可以將磁場(chǎng)從反饋側(cè)分流并轉(zhuǎn)儲(chǔ)到地。請(qǐng)注意，F(xiàn)r4和陶瓷的介電常數(shù)通常為4，因此大部分電容在固體中而不是通過(guò)空氣。（右側(cè)未顯示縮小的焊盤(pán)尺寸。

圖9顯示了帶寬的急劇增加，只需仔細(xì)注意反饋電阻周?chē)牡碗娙莘椒?。帶寬?.5MHz提高到11.2MHz，系數(shù)大于4。實(shí)施的方法有兩種：

最小的焊盤(pán)尺寸。請(qǐng)與您的電路板組裝商聯(lián)系，了解可接受的最小焊盤(pán)尺寸，或使用其他方法組裝此電阻器，以及

使用靠近輸出側(cè)的反饋電阻下方的接地走線屏蔽反饋電容。

圖9.LTC6268 采用 499kΩ TIA 封裝，具有額外的布局工作以減小反饋電容，實(shí)現(xiàn)了 11.2MHz 帶寬

審核編輯：郭婷