本應(yīng)用筆記包含實(shí)現(xiàn)符合NorDig 1.0.3標(biāo)準(zhǔn)的MAX3580 DVB-T調(diào)諧器方案所需的信息。這些信息是對(duì)MAX3580數(shù)據(jù)資料和C代碼驅(qū)動(dòng)器的補(bǔ)充。討論了雙回路和單回路AGC控制之間的權(quán)衡。雙回路AGC控制選項(xiàng)也滿足MBRAI的要求。提供了原理圖和編程建議。

介紹

本應(yīng)用筆記連同MAX3580數(shù)據(jù)資料和C代碼驅(qū)動(dòng)器，包含實(shí)現(xiàn)符合NorDig 1.0.3標(biāo)準(zhǔn)的MAX3580 DVB-T調(diào)諧器方案的必要信息。該方案包含一個(gè)具有分立LNA和環(huán)通功能的MAX3580。本文分析了雙回路和單回路AGC控制之間的權(quán)衡，并詳細(xì)介紹了每種解決方案。提供了相應(yīng)的應(yīng)用原理圖。提供了寄存器編程建議以獲得最佳性能。包括最佳解調(diào)器接口的詳細(xì)信息。

雙回路AGC控制選項(xiàng)也滿足MBRAI的要求。單回路AGC控制選項(xiàng)尚未針對(duì)MBRAI進(jìn)行測(cè)試。

雙回路和單回路AGC的性能比較

MAX3580增益可由雙環(huán)路或單環(huán)路AGC方案控制。雖然雙環(huán)路方法具有更好的最大信號(hào)性能和略低的BOM成本，但它需要使用具有兩個(gè)PWM輸出的解調(diào)器，并且軟件稍微復(fù)雜一些。測(cè)量表明，這兩種解決方案都符合NorDig 1.0.3標(biāo)準(zhǔn)。

對(duì)于雙環(huán)路AGC，一個(gè)濾波解調(diào)器PWM輸出控制BB_AGC，另一個(gè)PWM輸出控制RF_AGC。對(duì)于單環(huán)路AGC，一個(gè)濾波解調(diào)器PWM輸出控制BB_AGC;隨后，通過(guò)簡(jiǎn)單的PNP晶體管電路連接到BB_AGC來(lái)控制RF_AGC。更靈活的雙回路AGC提供更好的最大信號(hào)性能，因?yàn)樗趶?qiáng)信號(hào)條件下提供更優(yōu)化的RF_AGC電壓。稍后將在雙回路 AGC 控制說(shuō)明部分中提供更多詳細(xì)信息。

圖1所示為MAX3580的雙環(huán)路和單環(huán)路AGC控制性能比較。

圖1.雙回路和單回路AGC控制之間的靈敏度比較。

圖1顯示，雙環(huán)路和單環(huán)路AGC控制的靈敏度相似。NorDig的裕量超過(guò)2dB。這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。由于測(cè)量系統(tǒng)的限制，VHF-III和UHF測(cè)量都使用8MHz帶寬信號(hào)。請(qǐng)注意，使用NorDig指定的7MHz帶寬信號(hào)測(cè)量時(shí)，VHF-III靈敏度有望提高0.6dB。

圖2.雙回路和單回路AGC控制之間的最大信號(hào)比較。

雖然兩種AGC解決方案的最大信號(hào)性能都比NorDig要求高出25dB以上，但圖2顯示，雙環(huán)路最大信號(hào)性能至少比VHF-III的單環(huán)路高出9dB，UHF至少高出2dB。雙環(huán)路最大信號(hào)性能在兩個(gè)頻段均超過(guò)3dBm，而單環(huán)路AGC的最差情況測(cè)量值為-8.4dBm（174MHz）。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖3.VHF-III下雙環(huán)路和單環(huán)路AGC控制之間的數(shù)字干擾到載波（I / C）比較。

圖3顯示，兩種AGC選項(xiàng)在VHF-III下的數(shù)字I/C性能相似;兩個(gè)選項(xiàng)都至少存在 4dB 的裕量。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖4.UHF 雙回路和單回路 AGC 控制之間的數(shù)字 I/C 比較。

圖4顯示，對(duì)于雙環(huán)路AGC控制，UHF下的數(shù)字I/C性能要好約2dB。同樣，這里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

圖5.雙回路和單回路AGC控制之間的模擬I/C比較。

圖5顯示，兩種AGC選項(xiàng)的模擬I/C相似。存在至少 6dB 的裕量。此處的 QEF 限制是“60 秒內(nèi)無(wú)數(shù)據(jù)包錯(cuò)誤”。

由于測(cè)量設(shè)備的可用性，PAL干擾源由NTSC信號(hào)模擬，該信號(hào)具有75%的色條和-13dBc的音頻載波。由于NTSC信號(hào)是為6MHz信道設(shè)計(jì)的，因此NTSC信號(hào)在8MHz信道中偏移到最接近所需載波的邊緣。

雙回路AGC控制說(shuō)明

圖6.雙環(huán)AGC原理圖。

圖6所示為雙環(huán)路AGC控制的原理圖。兩路PWM解調(diào)器輸出在連接至MAX3580 AGC控制引腳前分別經(jīng)過(guò)兩次RC濾波。為了在每條線路上提供最佳的干擾抑制效果，將一個(gè)RC濾波器放置在PWM輸出附近，第二個(gè)RC濾波器放置在MAX3580屏蔽邊緣的MAX3580附近。

圖7.雙環(huán)路AGC響應(yīng)，僅具有所需信號(hào)。

圖7所示為輸入電平增加時(shí)MAX3580的推薦AGC控制電壓。解調(diào)器PWM提供這些電壓。PWM接收來(lái)自軟件算法的十六進(jìn)制字作為輸入，然后輸出經(jīng)過(guò)RC濾波的脈沖序列，從而產(chǎn)生直流控制電壓。當(dāng)輸入電平因靈敏度增加時(shí)，BB_AGC處于活動(dòng)狀態(tài)并降低增益，以將解調(diào)器ADC輸入保持在目標(biāo)電平。RF_AGC保持在最大增益。然后，當(dāng)BB_AGC降低到1.7V時(shí)，RF_AGC也變?yōu)榛顒?dòng)狀態(tài)。隨著輸入電平的不斷增加，解調(diào)器ADC輸入電平通過(guò)根據(jù)固定比率降低RF_AGC和BB_AGC來(lái)調(diào)整到目標(biāo)電平。在-72dBm以上觀察到兩個(gè)AGC電壓的線性遞減響應(yīng)。RF_AGC在該地區(qū)占主導(dǎo)地位，正如其更陡峭的坡度所觀察到的那樣。過(guò)渡區(qū)發(fā)生在-76dBm和-72dBm之間，其中RF_AGC增益調(diào)整與控制電壓呈非線性關(guān)系。

CNR 從靈敏度時(shí)的 19.0dB 增加到接近最大信號(hào)的測(cè)量系統(tǒng)極限 45dB。CNR 通過(guò)凍結(jié) AGC 并在載波打開(kāi)和關(guān)閉的情況下測(cè)量信道功率，在解調(diào)器輸入端使用頻譜分析儀探頭進(jìn)行測(cè)量。信噪比圖是解調(diào)器估計(jì)值。對(duì)于-72dBm至-10dBm范圍內(nèi)的輸入電平，典型的解調(diào)器最大SNR測(cè)量限制約為24dB至26dB。輸入電平高于-10dBm時(shí)的SNR下降由帶內(nèi)互調(diào)解釋，該交調(diào)包含在SNR測(cè)量中，但不包含在CNR測(cè)量中。

圖8.雙環(huán)路AGC響應(yīng)，28dBc時(shí)具有N+1數(shù)字干擾源。

圖8顯示，當(dāng)添加干擾源時(shí)，RF_AGC較低（與圖7相比）。這導(dǎo)致較低的CNR和SNR值。來(lái)自干擾源的互調(diào)導(dǎo)致CNR和SNR在所需載波電平增加到-54dBm至-44dBm范圍時(shí)下降。

圖9.交替雙環(huán)路增益控制。

圖9顯示了另一種雙環(huán)路增益控制響應(yīng)，該響應(yīng)尚未經(jīng)過(guò)測(cè)試，但也可能工作良好。某些解調(diào)器的軟件支持這種方法。

-72dBm的RF輸入功率是RF_AGC的推薦接管電壓（TOV）點(diǎn)。當(dāng)RF輸入功率從靈敏度電平增加到TOV時(shí)，BB_AGC會(huì)降低基帶增益，以維持ADC所需的電平。同時(shí)，RF_AGC保持在最大RF增益。當(dāng)BB_AGC數(shù)字字減少到TOV時(shí)，解調(diào)器凍結(jié)BB_AGC，RF_AGC變?yōu)榛顒?dòng)狀態(tài)。RF_AGC保持工作狀態(tài)，直到降至0.5V （MAX3580 RF_AGC的最小控制電壓）。RF_AGC現(xiàn)在被凍結(jié)，BB_AGC再次變得活躍，進(jìn)一步降低了BB_AGC。

單回路AGC控制說(shuō)明

圖 10.單回路AGC原理圖。

在圖10所示的單環(huán)路AGC控制解決方案中，BB_AGC由解調(diào)器PWM輸出的濾波版本控制。RF_AGC也由同一PWM輸出的濾波版本間接控制。當(dāng)BB_AGC電壓被拉得足夠低以打開(kāi)PNP晶體管時(shí)，RF_AGC電壓被拉低到比BB_AGC電壓高約一個(gè)二極管壓降。如果BB_AGC上升得足夠高，晶體管關(guān)斷，導(dǎo)致RF_AGC被上拉電阻上拉至近3.3V。

在圖10中，布局中靠近解調(diào)器的元件封裝在一條虛線內(nèi)，而放置在MAX3580附近的元件則封裝在第二條虛線內(nèi)。1μF和1nF電容應(yīng)放置在MAX3580屏蔽的邊緣。

圖 11.僅具有所需信號(hào)的單環(huán)路AGC響應(yīng)。

圖11顯示，隨著輸入電平的增加，RF_AGC被下拉至高于BB_AGC電壓~0.6V。CNR 從靈敏度時(shí)的 19.2dB 增加到最大信號(hào)的測(cè)量系統(tǒng)極限 45dB。輸入電平高于-20dBm時(shí)的SNR下降由帶內(nèi)互調(diào)解釋，該交調(diào)包含在SNR測(cè)量中，但不包含在CNR測(cè)量中。

寄存器編程

本文簡(jiǎn)要介紹MAX3580寄存器編程。還會(huì)突出顯示一些優(yōu)化性能的寄存器設(shè)置。MAX3580數(shù)據(jù)資料包括對(duì)其寄存器進(jìn)行編程的完整細(xì)節(jié)。Maxim還提供C代碼驅(qū)動(dòng)器，幫助客戶以推薦的方式對(duì)所有MAX3580寄存器進(jìn)行編程。注：讀者可以向當(dāng)?shù)氐腗axim現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用工程師或客戶經(jīng)理索取MAX3580 C代碼驅(qū)動(dòng)程序。

為了下變頻特定的RF頻率，必須使用存儲(chǔ)在片內(nèi)保險(xiǎn)絲表（也稱為ROM表）中的工廠調(diào)諧值對(duì)跟蹤濾波器進(jìn)行編程。同樣，基帶濾波器帶寬必須編程為存儲(chǔ)在片內(nèi)保險(xiǎn)絲表中的相應(yīng)工廠調(diào)諧值。為7MHz通道（通常為VHF）提供一個(gè)工廠調(diào)諧值;為8MHz通道（通常為UHF）提供第二個(gè)工廠調(diào)諧值。此外，頻帶選擇、N 分頻器和 RF 輸入選擇都必須進(jìn)行編程。

為了獲得最佳性能：

將ICP位（寄存器0x06 <6>）編程為600μA。

對(duì)SHDN_PD位（寄存器0x08 <5>）進(jìn)行編程以關(guān)閉功率檢測(cè)器。

對(duì)于VHF，RDIV位（寄存器0x06 <7>）編程為2，UHF編程為1。

根據(jù)VHF靈敏度，優(yōu)化特定解調(diào)器的直流失調(diào)校正閾值位（寄存器0x0B <1：0>）。從 0 開(kāi)始，最高增加到 3，同時(shí)靈敏度不斷提高。

根據(jù) VHF 靈敏度優(yōu)化特定解調(diào)器的直流校正速度位（寄存器 0x0B <3：2>）。從 1 開(kāi)始，如果靈敏度提高，則增加到 2。

I/Q 接口

圖 12.推薦的 I 通道接口（Q 通道重復(fù)）。

圖12顯示了添加到每條I/Q差分線的T形RC濾波器。這些RC濾波器抑制RF頻率的高階數(shù)字時(shí)鐘諧波，否則解調(diào)器通過(guò)I/Q接口傳導(dǎo)至MAX3580 RF輸入，隨后下變頻。這些諧波由R2-C2低通RC濾波器和R1阻性焊盤(pán)衰減。

R1和C2具有雙重用途，用作抗混疊濾波器。電容器 C1 用于交流耦合。

我2C 接口

圖 13.推薦一2C 行過(guò)濾。

圖13顯示了建議用于抑制在I上傳導(dǎo)的干擾的RC濾波2C 線。將33pF電容放在MAX3580屏蔽板的邊緣。

晶體振蕩器參考

MAX3580晶體振蕩器基準(zhǔn)通常可與解調(diào)器共享，從而節(jié)省解調(diào)器晶體的成本和空間。MAX3580的晶體振蕩器工作在很寬的頻率范圍，因此可以選擇解調(diào)器時(shí)鐘可接受的頻率。然后，MAX3580的基準(zhǔn)緩沖引腳通過(guò)串聯(lián)1kΩ電阻和10nF電容驅(qū)動(dòng)解調(diào)器基準(zhǔn)引腳。請(qǐng)注意，最好使用最低可用頻率。較低的基準(zhǔn)頻率通過(guò)降低MAX3580分?jǐn)?shù)PLL噪聲（特別是在VHF頻段）提供更大的靈敏度裕量。

需要注意確保MAX3580的晶體振蕩器基準(zhǔn)頻率容差足以滿足解調(diào)器的典型±50kHz旋轉(zhuǎn)要求。為此，請(qǐng)選擇合適的晶體頻率容差，并確保串聯(lián)反饋電容（附錄A原理圖中的C19、C18和C20）的總電容等于晶體的負(fù)載電容。一個(gè)好的起點(diǎn)是保持這些反饋電容相等。請(qǐng)聯(lián)系您當(dāng)?shù)氐腗axim現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用工程師或客戶經(jīng)理尋求幫助。

MAX3580的基準(zhǔn)振蕩器電路也可用作由外部電源驅(qū)動(dòng)的高阻性基準(zhǔn)輸入。（這種方法不是首選方法，因?yàn)榛鶞?zhǔn)諧波會(huì)降低MAX3580的性能。使用外部基準(zhǔn)時(shí)，通過(guò)幅值約為1.5V的交流耦合電容驅(qū)動(dòng)MAX3580 XB輸入Q-1，并使 XE 保持未連接狀態(tài)。請(qǐng)注意，在1kHz至100kHz的失調(diào)時(shí)，外部基準(zhǔn)的相位噪聲需要超過(guò)-140dBc/Hz。

其他準(zhǔn)則

MAX3580應(yīng)由專用穩(wěn)壓器供電，以盡量減少數(shù)字干擾。

為了最小化MAX3580 IC不同部分之間的耦合，理想的電源布線布局為星形配置，在中央V處有一個(gè)大旁路電容抄送節(jié)點(diǎn)。五世抄送跟蹤從此節(jié)點(diǎn)分支出來(lái)，每個(gè)跟蹤將單獨(dú)的 V抄送MAX3580上的引腳。到每個(gè) V抄送引腳連接一個(gè)旁路電容器，盡可能靠近引腳放置。當(dāng)在單個(gè)V電壓下使用多個(gè)旁路電容時(shí)抄送引腳，將較小值的電容器放在最靠近引腳的位置。每個(gè)旁路電容器至少使用一個(gè)過(guò)孔，以實(shí)現(xiàn)低電感接地連接。

將晶體靠近MAX3580上的XB和XE引腳。

三個(gè)接地引腳（GND_PLL、GND_CP 和 GND_TUNE）必須通過(guò)單獨(dú)的接地過(guò)孔連接到接地層。它們不得直接連接到裸露的槳。

將差分I通道的兩條走線靠近。對(duì) Q 通道執(zhí)行相同的操作。保持 I 和 Q 短跡線短。

解調(diào)器的目標(biāo)電平是設(shè)置AGC控制解決方案的重要參數(shù)。對(duì)于本應(yīng)用筆記，目標(biāo)解調(diào)器輸入電平為285mVQ-<>帶CW信號(hào)的差分。要測(cè)量此電平，請(qǐng)?jiān)陂]環(huán)AGC控制達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)后凍結(jié)AGC，DVB-T輸入信號(hào)為666MHz，約-50dBm，64QAM和3/4碼率。然后關(guān)閉調(diào)制并將輸入CW頻率增加到667MHz，從而產(chǎn)生1MHz基帶信號(hào)。最后，使用高阻抗差分探頭（200kΩ|| <1pF）測(cè)量解調(diào)器輸入端的結(jié)果電平。

MAX3580雙工器應(yīng)用筆記3700，“MAX3580的前端雙工濾波器。"

結(jié)論

MAX3580增益可由雙環(huán)路或單環(huán)路AGC方案控制。雙環(huán)路具有更好的最大信號(hào)性能和略低的BOM成本，但需要使用具有兩個(gè)PWM輸出和更復(fù)雜的軟件的解調(diào)器。測(cè)量表明，這兩種解決方案都符合NorDig 1.0.3標(biāo)準(zhǔn)。本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了實(shí)施這兩種解決方案的應(yīng)用。

審核編輯：郭婷