本應(yīng)用筆記說(shuō)明了MAX7060 ASK/FSK發(fā)送器的靈活性。雖然目前可用的評(píng)估板（EV kit）已針對(duì)器件在特定頻段（即288MHz至390MHz）的使用進(jìn)行了優(yōu)化，但本文將討論如何修改評(píng)估板電路以改善433.92MHz（歐洲常用頻率）的工作。本文介紹了兩種匹配和濾波器配置：一種用于優(yōu)化漏極效率，另一種用于實(shí)現(xiàn)更高的發(fā)射功率。提供早期Maxim工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療射頻（ISM-RF）發(fā)送器的特性和功能，允許MAX7060與其前代產(chǎn)品進(jìn)行比較。本文討論了使用MAX7060的若干設(shè)計(jì)指南和注意事項(xiàng)。

介紹

MAX7060 ASK/FSK發(fā)送器是一款注重靈活性的IC。首先，它的頻率靈活，小數(shù)N分頻PLL能夠在285MHz至420MHz（使用15MHz晶體）或304MHz至448MHz（使用16MHz晶體）范圍內(nèi)工作，步長(zhǎng)可達(dá)f永通·/4096.這允許在低于 450MHz 的所有主要工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療系統(tǒng) （ISM） 頻率上進(jìn)行傳輸，包括可能僅在某些地理區(qū)域可用的頻率。小數(shù)N分頻架構(gòu)還允許極其精確的FSK調(diào)制，允許高達(dá)70kbps的曼徹斯特編碼數(shù)據(jù)速率。

MAX7060還具有靈活的發(fā)射功率，設(shè)計(jì)有集成電壓數(shù)模轉(zhuǎn)換器（VDAC），為功率放大器（PA）提供指數(shù)級(jí)電壓。當(dāng)IC以足夠的V工作時(shí)DD，VDAC 能夠以大約 1dB 的步長(zhǎng)實(shí)現(xiàn)近 30dB 的調(diào)節(jié)范圍。這種功率步進(jìn)功能還可用于傳輸ASK時(shí)的包絡(luò)整形，從而有助于符合美國(guó)和海外市場(chǎng)的法規(guī)要求。

可通過(guò)可編程電容器實(shí)現(xiàn)靈活的PA匹配，該電容器可在0至7.5pF范圍內(nèi)以0.25pF的增量進(jìn)行選擇。在系統(tǒng)測(cè)試期間，可以通過(guò)找到“電容代碼”（即電容代碼）來(lái)優(yōu)化給定工作點(diǎn)（發(fā)射頻率和PA代碼）的發(fā)送器性能，以最小化電流消耗和/或最大限度地提高該組條件下的效率。它還允許根據(jù)需要調(diào)整PA負(fù)載，以適應(yīng)工作環(huán)境的變化。

由于頻率、功率和PA電容均可通過(guò)SPI命令進(jìn)行控制，微控制器可用于以編程方式在多個(gè)預(yù)優(yōu)化組合之間進(jìn)行選擇，從而允許在ISM頻率之間跳變。相反，如果在不需要SPI控制的系統(tǒng)中工作，IC具有內(nèi)置引腳搭接功能，通過(guò)將6個(gè)IC引腳連接到電源或地來(lái)實(shí)現(xiàn)24種可能的頻率/功率組合之一。

除了這兩種選擇（SPI控制與無(wú)SPI控制）之外，MAX7060還提供了一種創(chuàng)新的可編程方法，在手動(dòng)模式下，無(wú)需SPI控制（即引腳搭接）的組合，只需寫(xiě)入一個(gè)寄存器（仿真寄存器）即可進(jìn)行編程。這種方法大大降低了主微處理器的編程復(fù)雜度和代碼空間，同時(shí)仍保持了MAX7060的靈活性和可編程性。

MAX7060的電源配置也很靈活。該 IC 能夠采用紐扣電池提供的 2.1V 至 3.6V 電壓或 4.5V 至 5.5V 電源（可激活內(nèi)部穩(wěn)壓器）工作。穩(wěn)壓器為大多數(shù)內(nèi)核IC電路模塊提供約3.2V的電壓，而VDAC則采用較高的電源工作，以實(shí)現(xiàn)發(fā)射功率控制特性的最大線性度。

MAX7060內(nèi)置所有這些功能，只需少量外部無(wú)源元件即可實(shí)現(xiàn)PCB占板面積小的全功能發(fā)送器。然而，正如本文其余部分將要說(shuō)明的，正確選擇這幾個(gè)無(wú)源器件對(duì)于根據(jù)特定應(yīng)用的需求調(diào)整MAX7060的性能起著重要作用。

A. 現(xiàn)狀

首先，一點(diǎn)歷史...

MAX7060的原始應(yīng)用要求僅在國(guó)內(nèi)（即北美）市場(chǎng)工作，目標(biāo)頻率范圍為288MHz至390MHz。因此，MAX7060評(píng)估（EV）板（MAX7060EVKIT）元件的選擇方式往往有利于在該目標(biāo)頻帶內(nèi)工作。當(dāng)MAX7060評(píng)估板采用15MHz晶體和評(píng)估板數(shù)據(jù)資料所示的匹配/濾波元件工作時(shí)，MAX7060能夠在288MHz至390MHz頻段內(nèi)向50Ω負(fù)載提供高達(dá)+15dBm的輸出，同時(shí)符合FCC Part 15對(duì)諧波的-20dBc要求。

另外，評(píng)估板上的晶體為16MHz，MAX7060的工作頻率范圍為304MHz至448MHz，包括433.92MHz，這是美國(guó)和歐洲常用的頻率。但是，如果采用MAX7060EVKIT的庫(kù)存，并將其編程為433.92MHz，很快就會(huì)發(fā)現(xiàn)效率很差，諧波雖然仍通過(guò)FCC Part 15，但不能滿(mǎn)足歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)（ETSI）的要求，除非通過(guò)選擇較低的PA碼來(lái)降低TX輸出。基本上，原始評(píng)估板對(duì)MAX7060不太有利，適合任何希望工作在433.92MHz的人，特別是在歐洲市場(chǎng)。

本應(yīng)用筆記旨在通過(guò)更全面地解釋MAX7060的真實(shí)功能來(lái)糾正這種看法。

原始評(píng)估板上的內(nèi)容

圖1所示為MAX7060評(píng)估板上的匹配和濾波網(wǎng)絡(luò)。諧波濾波器由C56、L2和C55組成。C4和L1以及IC封裝和PCB走線的寄生電容（圖中指定為CparPA）構(gòu)成PA匹配。其他元件 C7、R3A 和 C10 用于電源旁路，在 L1 的頂端形成一個(gè)交流接地。通過(guò)這種方式，為了分析的目的，可以將L1視為與CparPA平行。

圖1.MAX7060評(píng)估板匹配和濾波網(wǎng)絡(luò)的簡(jiǎn)化圖

對(duì)于在50Ω系統(tǒng)中工作，一種設(shè)計(jì)方法是使諧波濾波器對(duì)稱(chēng)，使濾波器輸出端的阻抗保持50Ω。然后可以使用C4產(chǎn)生阻抗變換，在L1的電抗和容性效應(yīng)的電抗相互抵消時(shí)，該變換向PA提供更大的實(shí)際負(fù)載。（有關(guān)此方法的示例，請(qǐng)參閱附錄 A。

然而，為了允許MAX7060在國(guó)內(nèi)頻段的低頻范圍內(nèi)調(diào)諧，評(píng)估板中的C4被選為100pF。因此，C4僅充當(dāng)耦合電容，將諧波濾波器處的低阻抗負(fù)載直接傳輸?shù)絇A。在PA處，該負(fù)載出現(xiàn)在由L1和CparPA形成的平行LC上。由于并聯(lián)RLC電路的Q值可以表示為：

（公式1）

由于L1為51nH，339MHz處的感抗約為109Ω，導(dǎo)致Q值小于0.5。正如預(yù)期的那樣，這種組合實(shí)現(xiàn)了寬帶調(diào)諧和高功率輸出。

但是有些東西被遺漏了...

通過(guò)檢查圖2，可以明顯看出為什么433.92MHz的工作頻率對(duì)庫(kù)存評(píng)估板的匹配方案存在問(wèn)題。事實(shí)上，歐洲市場(chǎng)使用的頻率比國(guó)內(nèi)頻段中心高近100MHz，這使得單個(gè)匹配不太可能以最佳方式覆蓋兩個(gè)市場(chǎng)。更糟糕的是，諧波濾波器必須配置為衰減288MHz的二次諧波，這也導(dǎo)致433.92MHz的基波部分衰減。

圖2.國(guó)內(nèi)和歐洲低頻段頻率的相對(duì)位置。

綜上所述，難怪MAX7060數(shù)據(jù)資料顯示315MHz的性能，這比433.92MHz的性能更令人印象深刻。然而，正如許多其他Maxim ISM-RF評(píng)估板已針對(duì)315MHz（最常見(jiàn)的國(guó)內(nèi)頻率）或433.92MHz工作進(jìn)行了優(yōu)化一樣，也可以修改MAX7060EVKIT的匹配和濾波元件以實(shí)現(xiàn)類(lèi)似的目標(biāo)。

433.92MHz 時(shí)性能改進(jìn)的示例

替代匹配/濾波方法#1：+10dBm，漏極效率更高

在Maxim ISM-RF產(chǎn)品系列的數(shù)據(jù)手冊(cè)中，經(jīng)常引用的工作點(diǎn)是+10dBm發(fā)射功率，電源電壓為2.7V。該數(shù)據(jù)點(diǎn)基于這樣的假設(shè)，即實(shí)施紐扣電池供電解決方案的客戶(hù)需要保持高效的傳輸操作以延長(zhǎng)電池壽命。雖然這種工作并不是MAX7060最初的重點(diǎn)，但潛在用戶(hù)經(jīng)常會(huì)問(wèn)IC與更簡(jiǎn)單的發(fā)送器（如MAX1472、MAX1479、MAX7044和MAX7057）相比性能如何。如果以MAX7060數(shù)據(jù)手冊(cè)中433.92MHz工作頻率的表面值計(jì)算，答案似乎是“相當(dāng)糟糕”。但故事并不需要就此結(jié)束。

圖3所示為采用2.7V電源時(shí)用于實(shí)現(xiàn)更高效的+10dBm TX輸出的元件值。由于MAX7060與MAX7057非常相似，MAX7060EVKIT的替代配置采用MAX7057典型應(yīng)用電路的匹配/濾波網(wǎng)絡(luò)作為起點(diǎn)。事實(shí)證明，這確實(shí)是一個(gè)很好的起點(diǎn)，只有C4的值需要進(jìn)一步調(diào)整。在修改后的匹配中，C4為15pF，這會(huì)產(chǎn)生阻抗的向上階躍，使得PA負(fù)載的有效電阻超過(guò)100Ω。因此，對(duì)于PA處的給定電壓擺幅，產(chǎn)生的輸出功率較低。

圖3.MAX7060匹配和濾波器示意圖，用于提高+10dBm時(shí)的效率。

提高PA電阻（通常稱(chēng)為Ropt，即實(shí)現(xiàn)給定TX功率的最佳電阻）的效果如圖4所示。PA 代碼 0 到 28（0hex 到 1Chex）在舊匹配時(shí)總是比使用新匹配產(chǎn)生更高的功率。然而，當(dāng)達(dá)到+10dBm的所需輸出時(shí)，新的匹配需要的工作電流要小得多（圖5），這相當(dāng)于整體效率的提高（圖6）。

圖4.TX功率比較，原始匹配與新匹配/濾波器，+10dBm。

圖5.使用新的匹配/濾波器降低工作電流，達(dá)到+10dBm。

圖6.通過(guò)+10dBm的新匹配/濾波器提高了整體效率。

在討論發(fā)送器IC的效率時(shí)，必須指出IC的整體效率（如圖6所示）與PA輸出器件本身的效率之間存在區(qū)別?？傂剩ü?）使用IC的總工作電流計(jì)算，因此包括晶體振蕩器、PLL、PA預(yù)驅(qū)動(dòng)器、接口電路和最終級(jí)FET的貢獻(xiàn)。

（公式2）

但是，如果可以通過(guò)最終級(jí)FET的電流進(jìn)行隔離（通過(guò)用電流表代替電路圖中的R3A進(jìn)行測(cè)試），并且VDAC同時(shí)在PAVOUT引腳上監(jiān)控，則可以使用公式3來(lái)表明優(yōu)化匹配產(chǎn)生的漏極效率接近50%。

（公式3）

所有其他電路塊的貢獻(xiàn)在整體效率計(jì)算中是固定的，用戶(hù)的電流不能被用戶(hù)修改或控制。效率的提高只能在PA匹配和濾波器中進(jìn)行，正如我們?cè)诮惶嫫ヅ?濾波器方法#1中所做的那樣。

替代匹配/濾波方法#2：+14dBm，符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)的諧波

與剛才介紹的電池省電至關(guān)重要的場(chǎng)景不同，還有其他需要高發(fā)射功率的應(yīng)用，并且將提供+4.5V至+5.5V之間的電源電壓。在這些情況下，需要將5V電源饋送到V電源美國(guó)東部時(shí)間引腳并允許MAX7060的內(nèi)部穩(wěn)壓器向其它電路模塊提供約3.2V的電壓。在這些條件下，VDAC被5V電源偏置，從而能夠在接近代碼范圍的末尾保持出色的功率控制線性度（≈1dB/代碼）。（參見(jiàn)MAX7060數(shù)據(jù)資料中的典型工作特性部分。

由于原始評(píng)估板匹配不允許在433.92MHz下全功率工作，符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)，因此值得嘗試單獨(dú)匹配具有魯棒的TX輸出（高達(dá)+14dBm），但諧波電平符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)。應(yīng)該注意的是，雖然在歐洲，433.92MHz的最大允許傳輸僅為+10dBm，但測(cè)量是在連接天線的情況下進(jìn)行的，大多數(shù)小型天線（當(dāng)然包括PCB走線天線）都是低效輻射器。MAX7060的PA為+14dBm，可以部分補(bǔ)償這種有損天線。相反，如果有更高效的天線，PA輸出可以簡(jiǎn)單地以1dB步長(zhǎng)減小，直到復(fù)合（發(fā)射器+天線）輸出降至+10dBm以下。

圖7顯示了用于實(shí)現(xiàn)+14dBm、ETSI兼容匹配的元件值。輸入pi濾波器已被更改，對(duì)原始濾波器和修改后的濾波器的電子表格分析表明，該濾波器不應(yīng)再像原始濾波器那樣衰減433.92MHz。當(dāng)工作在國(guó)內(nèi)頻段（即288MHz至390MHz）時(shí)，原始濾波器的輸出阻抗（在C55/C4結(jié)點(diǎn)）在35Ω和65Ω之間，而433.92MHz的阻抗則落入相當(dāng)高的區(qū)域，導(dǎo)致輸出功率降低。新的組合在433.92MHz時(shí)產(chǎn)生約40Ω的濾波器輸出阻抗，有效地將高功率能力的頻率從以前的位置上移。新的工作點(diǎn)還以遠(yuǎn)低于數(shù)據(jù)手冊(cè)中典型工作特性反映的電流供電，如圖8和圖9所示。

圖7.MAX7060匹配和濾波器示意圖，+14dBm，符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)。

圖8.通過(guò)匹配/濾波器提高功率，達(dá)到+14dBm，符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)。

圖9.通過(guò)匹配/濾波器降低工作電流，符合ETSI標(biāo)準(zhǔn)，達(dá)到+14dBm標(biāo)準(zhǔn)。

使用新濾波器僅實(shí)現(xiàn)了諧波衰減的微小改善，但在PA處發(fā)生了更顯著的改進(jìn)，其中L1下降了三倍以上。這意味著只要反射到PA電路中的R保持不變，Q值就會(huì)增加三倍。（參見(jiàn)公式 1。結(jié)果是更好的諧波抑制。

上述兩種替代匹配/濾波器組合都是為了增強(qiáng)433.92MHz的工作頻率，顯然，MAX7060的性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于原始評(píng)估板匹配。但是，應(yīng)該注意的是，所提出的解決方案都不一定是可以實(shí)現(xiàn)的最佳解決方案，但它們提供了對(duì)下次有新需求時(shí)可能采取的步驟的見(jiàn)解。有趣的是，滿(mǎn)足433.92MHzETSI要求的+14dBm匹配/濾波器在315MHz時(shí)的表現(xiàn)也將非常出色，只要利用PA輸出端的可變電容來(lái)調(diào)整較低的工作頻率。在迄今為止進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)中，將上限[4：0]位設(shè)置為16hex（對(duì)應(yīng)于PAOUT引腳上額外的5.5pF分流C）允許TX功率在315MHz時(shí)高達(dá)+15dBm，同時(shí)滿(mǎn)足FCC諧波，效率僅略低于原始匹配。

Maxim ISM-RF發(fā)送器之間的特性比較：為什么MAX1472與MAX7060不是一場(chǎng)公平的斗爭(zhēng)

Maxim ISM-RF產(chǎn)品線中的首款發(fā)送器是MAX1472。在簡(jiǎn)單性和效率方面，它是一款令人印象深刻的器件，采用2.7V電源產(chǎn)生+10.3dBm，同時(shí)僅消耗9.6mA工作電流，其中只有1.7mA為非PA電流。但是，它也缺乏客戶(hù)以后需要的功能：

相位噪聲不符合全功率運(yùn)行的ETSI標(biāo)準(zhǔn)。（MAX1479就是為了解決這一缺點(diǎn)而開(kāi)發(fā)的。

它只能進(jìn)行ASK調(diào)制。（MAX1479增加了FSK調(diào)制。

它無(wú)法支持更高的輸出功率水平。（MAX7044旨在提供+13dBm。

固定比率PLL僅允許通過(guò)更換晶體來(lái)改變頻率。（MAX7057集成了小數(shù)N分頻鎖相環(huán)。

低功耗晶體LO需要使用負(fù)載電容?。?.5pF）的晶體。（MAX7057對(duì)此進(jìn)行了改進(jìn)，具有更強(qiáng)的LO。

改變發(fā)射功率的唯一方法是改變電源電壓。

MAX7060隨后被開(kāi)發(fā)出來(lái)，以解決這些限制，并具有早期Maxim ISM-IF發(fā)送器所不具備的特性。但這種改進(jìn)是有代價(jià)的，以額外的工作電流的形式出現(xiàn)，從而降低了整體效率。

表1顯示了上述每種IC的可用特性，以及它們各自數(shù)據(jù)手冊(cè)中的工作數(shù)據(jù)。對(duì)于MAX7060，用于比較的數(shù)據(jù)來(lái)自本應(yīng)用筆記前面描述的高效率匹配/濾波器，而不是MAX7060數(shù)據(jù)資料。

在根據(jù)表1中的數(shù)據(jù)比較MAX1472和MAX7060的漏極效率之前，需要考慮一些額外的因素：

MAX1472的預(yù)驅(qū)動(dòng)器電流約為0.5mA，當(dāng)PA被禁用時(shí)關(guān)斷。因此，MAX1472 PA FET實(shí)際上消耗7.4mA電流（即9.6mA - 1.7mA - 0.5mA）。

MAX7060的預(yù)驅(qū)動(dòng)器電流約為1.5mA，當(dāng)PA被禁用時(shí)關(guān)斷。因此，MAX7060 PA FET實(shí)際上消耗8.4mA電流（即14.8mA - 4.9mA - 1.5mA）。

MAX1472的PA電感直接連接到2.7V電源，而MAX7060電路的L1連接到PAVOUT，當(dāng)IC采用2.7V電源供電時(shí)，PAVOUT的測(cè)量電壓為2.45V （平坦，類(lèi)似于圖4所示的功率特性）。

如果將公式3應(yīng)用于這兩組數(shù)字（即TX功率和電流），MAX1472的漏極效率為53.6%，MAX7060的漏極效率為53.3%。兩種器件之間最大的差異是整體效率計(jì)算。根據(jù)公式2，功能豐富的MAX7060總效率只能達(dá)到27.4%，而MAX1472的總效率為41.3%。通過(guò)進(jìn)一步優(yōu)化“交替匹配/濾波方法#1”，MAX7060的漏極效率可以略有提高，但無(wú)法克服MAX7060設(shè)計(jì)的功能和靈活性增加所帶來(lái)的“效率損失”。

此外，如果需要高輸出和最大功率控制范圍，要求MAX7060配置為+5V電源供電，則效率損失將包括內(nèi)部穩(wěn)壓器。存在 5V 作為 VDD在公式2的分母中（而不是上例中的2.7V）導(dǎo)致整體效率更低。從這個(gè)意義上說(shuō)，比較所提出的兩種新匹配方案的效率數(shù)據(jù)是不公平的，因?yàn)槊糠N方案都是為了特定目的：優(yōu)化漏極效率（即電池壽命）或?qū)崿F(xiàn)高發(fā)射功率。我們根本無(wú)法兩全其美。

應(yīng)用MAX7060：最佳實(shí)踐

在上一節(jié)中，我們討論了某些權(quán)衡和比較。使用MAX7060進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，還記得一些額外的一般準(zhǔn)則和注意事項(xiàng)。

不要忘記使用PA電容

涉及可變PA電容時(shí)可能會(huì)犯幾個(gè)錯(cuò)誤。首先是完全沒(méi)有利用PA電容。在單頻操作中，可以在不更改電容代碼的情況下實(shí)現(xiàn)最佳性能，但是一旦需要多頻操作，未能利用電容[4：0]位將導(dǎo)致效率低于最佳效率。它還可能增加監(jiān)管問(wèn)題的風(fēng)險(xiǎn)，因?yàn)槭еC的PA負(fù)載可能無(wú)法很好地衰減諧波。

在MAX7060工作在一個(gè)以上頻率的應(yīng)用中，最好的方法是假設(shè)在最低頻率工作時(shí)施加一定量的PA電容，然后在較高頻率下逐漸去除。到目前為止，通過(guò)嘗試匹配/濾波器組合，似乎在433.92MHz下的最佳工作是在很少或沒(méi)有額外PA電容的情況下實(shí)現(xiàn)的。相反，降低到低得多的頻率（即315MHz）需要施加大部分PA電容（即，7.5pF中的5.5pF，如備用匹配/濾波器#2的情況）。注意：如果選擇匹配和濾波器組件來(lái)優(yōu)化315MHz的性能，上限代碼為零，則相同的匹配/濾波器組合不可能在任何更高的發(fā)射頻率下以最佳方式工作。這是第二個(gè)錯(cuò)誤。

在對(duì)MAX7060進(jìn)行基準(zhǔn)檢定期間，進(jìn)行了一系列實(shí)驗(yàn)，其中使用PA電容來(lái)微調(diào)發(fā)射功率，允許在288MHz至390MHz的五個(gè)頻率（即原始匹配的國(guó)內(nèi)頻段）的相同PA代碼下保持幾乎恒定的輸出電平。通過(guò)在每個(gè)頻率上施加預(yù)定量的PA電容，輸出平坦度可以保持在1dB的零點(diǎn)幾分之幾以?xún)?nèi)。類(lèi)似地，通過(guò)為該標(biāo)準(zhǔn)選擇一組電容代碼，可能需要在多個(gè)頻率下工作，并在每個(gè)點(diǎn)上實(shí)現(xiàn)最佳漏極效率。

然而，無(wú)論哪種情況，確定最佳組合的能力都需要測(cè)量TX功率、諧波電平、VDAC輸出和PA電流，而電容代碼在整個(gè)范圍內(nèi)變化。這組測(cè)量的結(jié)果如圖10和圖11所示，這些測(cè)量結(jié)果取自使用替代匹配/濾波方法#1的評(píng)估板，但工作頻率為315MHz。 （回想一下，兩種替代匹配的目標(biāo)都是在433.92MHz而不是315MHz下進(jìn)行優(yōu)化。

圖 10.TX功率和漏極效率與315MHz時(shí)的電容代碼，使用交替匹配/濾波器方法#1。

圖 11.PA電流和二次諧波與電容代碼在315MHz，使用交替匹配/濾波方法#1。

從這些結(jié)果中可見(jiàn)的固有權(quán)衡如下：

盡管在低電容代碼下工作似乎可以獲得額外的0.5dB至1dB輸出功率，但這些相同的工作點(diǎn)會(huì)消耗大量額外電流，并且無(wú)法滿(mǎn)足FCC諧波。

最佳諧波性能似乎與最低電流密切相關(guān)，但這兩個(gè)最佳點(diǎn)都不能提供最高的漏極效率。

由于必須做出折衷，因此在315MHz下工作的一般建議是使用15dec和23dec之間的上限代碼。在此范圍內(nèi)，諧波符合規(guī)格，效率與其峰值不太遠(yuǎn)，電流接近其最小值。相反，從示例中可以明顯看出，選擇最大TX功率作為最重要的指標(biāo)，而忽略電流、漏極效率和諧波性能，將構(gòu)成第三個(gè)錯(cuò)誤，并帶來(lái)嚴(yán)重后果。

由于MAX7060的負(fù)載調(diào)諧功能是一個(gè)相當(dāng)獨(dú)特的特性，因此強(qiáng)烈建議進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，以確定如何在給定的應(yīng)用環(huán)境中最好地利用它。

不要期望兩全其美（同時(shí)）

本文檔中介紹的替代匹配突出了一個(gè)值得進(jìn)一步討論的差異：可以選擇以高TX輸出和功率控制線性度為目標(biāo)，也可以選擇以較低的（紐扣電池）電源電壓為目標(biāo)，但這兩個(gè)目標(biāo)無(wú)法同時(shí)實(shí)現(xiàn)。這是有根本原因的。

為了能夠?qū)崿F(xiàn)高輸出功率，MAX7060的末級(jí)FET比任何早期的ISM-RF發(fā)送器都要大，MAX7044除外。即便如此，當(dāng)導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET仍表現(xiàn)出約13Ω的電阻（即Rsw）。這種有限的電阻代表了不可避免的功率損耗。如本文檔前面所述，要以高功率傳輸，必須向PA提供低Ropt值（小于50Ω）。由于在這種情況下，Rsw 的值占 Ropt 的很大百分比，因此漏極效率會(huì)受到影響。

對(duì)效率的另一個(gè)影響是由于VDAC的存在，VDAC位于原始電源之間（即，連接到V的任何東西）美國(guó)東部時(shí)間引腳）和PA電感。VDAC具有有限的輸出電阻，對(duì)于高功率匹配，與該電阻相關(guān)的I2R損耗會(huì)更大，因?yàn)楦吖β势ヅ鋾?huì)消耗更多電流通過(guò)PA。

相比之下，在與MAX7060匹配以提高效率的低電壓應(yīng)用中，Ropt比Rsw大得多，從而降低了開(kāi)關(guān)損耗的影響。同時(shí)，通過(guò)PA吸收的電流越小，VDAC損耗越低。但是，V 的值DD低于3.6V會(huì)導(dǎo)致功率控制特性趨于平緩。（參見(jiàn)圖4，其中電源為2.7V，VDAC輸出低于2.6V。一般來(lái)說(shuō)，作為VDD以300mV步長(zhǎng)從3.6V降至2.1V，每一步從控制范圍損失一個(gè)額外的PA代碼，盡管其余特性（從平坦區(qū)域向下）仍然保持令人印象深刻的線性。

數(shù)據(jù)手冊(cè)中的典型工作特性顯示控制范圍為 VDD限制為3.6V和2.1V，在MAX7060由標(biāo)稱(chēng)3V紐扣電池供電的實(shí)際應(yīng)用中（例如CR2032型號(hào)），電池壽命的大部分時(shí)間電池電壓約為2.7V。為了在這種條件下實(shí)現(xiàn)目標(biāo)操作，必須犧牲控制范圍的上限代碼，以實(shí)現(xiàn)發(fā)射器的高效運(yùn)行，從而延長(zhǎng)電池壽命。

注意頻率相關(guān)效應(yīng)

由于MAX7060非常適合需要在兩個(gè)或多個(gè)頻率之間跳變的應(yīng)用，因此必須牢記一些頻率敏感因素。首先，由于匹配/濾波器網(wǎng)絡(luò)的阻抗/導(dǎo)納值與頻率有關(guān)，因此相同的無(wú)源元件組合總是會(huì)導(dǎo)致在較高頻率下向PA呈現(xiàn)更大的Ropt。當(dāng)頻率更靠近時(shí)（例如，315MHz和345MHz），Ropt的偏移量很小，但是當(dāng)頻率之間的間隔較大（例如，315MHz和433.92MHz）時(shí)，對(duì)于替代匹配/濾波器方法#1，Ropt的偏移量為23%，對(duì)于替代匹配/濾波器方法#2，Ropt的偏移量為49%。因此，在433.92MHz時(shí)可達(dá)到的輸出電平始終小于315MHz時(shí)的輸出電平，盡管兩個(gè)備選匹配使它們比原始評(píng)估板匹配更接近。

在實(shí)踐中，功率水平的差異最終可能會(huì)被以下事實(shí)所抵消：ISM-RF應(yīng)用中典型的小型天線在低頻時(shí)往往是效率較低的輻射器，而在高頻下則更好。（更多信息參見(jiàn)應(yīng)用筆記3401：“Maxim的300MHz至450MHz發(fā)送器與小環(huán)形天線的匹配”和4302“300MHz至450MHz發(fā)送器的小型天線”。然而，隨著輸出的降低，由于PLL電流在較高頻率下增加，因此對(duì)整體效率產(chǎn)生了次要影響。同樣，雖然備用匹配在 433.92MHz 時(shí)的性能有所提高，但性能始終略低于 315MHz 時(shí)的性能。

注意 PCB 和組件的依賴(lài)關(guān)系

大多數(shù)情況下，MAX7060數(shù)據(jù)資料的典型工作特性數(shù)據(jù)以及此處提供的替代匹配數(shù)據(jù)均使用MAX7060評(píng)估板文檔中所示的PCB。在將MAX7060設(shè)計(jì)到新的應(yīng)用中時(shí)，應(yīng)按照教程4636“避免ISM-RF產(chǎn)品中的PC布局'陷阱'”中所述的指南，謹(jǐn)慎開(kāi)發(fā)和布局PC。由于應(yīng)用PCB的寄生電感和電容值不太可能與評(píng)估板上的寄生電感和電容值相同，因此需要對(duì)匹配和濾波元件進(jìn)行一些試錯(cuò)以獲得優(yōu)化。

建議使用高質(zhì)量的無(wú)源元件，以實(shí)現(xiàn)MAX7060的最大性能。最好為所有器件選擇特定的制造商，特別是片式電感器，因?yàn)榧词惯x擇相同的標(biāo)稱(chēng)值，供應(yīng)商之間在容差、Q和寄生參數(shù)方面的差異也可能導(dǎo)致結(jié)果不盡如人意。

在測(cè)量技術(shù)中使用小心

使用數(shù)字萬(wàn)用表代替R3A測(cè)量PA電流時(shí)，請(qǐng)務(wù)必仔細(xì)選擇量程設(shè)置。某些儀表上的mA刻度串聯(lián)高達(dá)15Ω，在高功率配置（如交替匹配/濾波器方法#2）中，可用PA電壓下降200mV以上。使用安培刻度可以呈現(xiàn)小得多的串聯(lián)電阻。（用戶(hù)應(yīng)查看其各自數(shù)字萬(wàn)用表的手冊(cè)。

當(dāng)使用PCB必須與臺(tái)式電源保持一定距離的測(cè)試布置時(shí)，請(qǐng)使用足夠規(guī)格的饋電電纜，以確保壓降很小?；蛘撸褂镁哂羞h(yuǎn)程檢測(cè)功能的臺(tái)式電源，允許將顯示的電壓保持在PCB上的負(fù)載點(diǎn)。

對(duì)于發(fā)射功率測(cè)量，在同軸連接中放置一個(gè)10dB、50Ω衰減器可以穩(wěn)定線路的阻抗，并最大限度地減少反射能量，這可能會(huì)扭曲測(cè)量結(jié)果。（請(qǐng)記住表征電纜+衰減器損耗，以便在數(shù)據(jù)中對(duì)其進(jìn)行校準(zhǔn)。

審核編輯：郭婷