EMVCo LLC推出的EMV非接觸式3.0規(guī)范顯著改變了對合規(guī)非接觸式支付解決方案的要求。這個新版本在硬件層面提出了許多困難的要求，并將所需的模擬測試用例數(shù)量和設計復雜性增加了三倍以上。本應用筆記補充了現(xiàn)有的天線匹配和模擬前端（AFE）配置和調諧指南，提供了滿足新要求并通過嚴格認證測試的具體指導。它涵蓋了射頻 （RF） 功率考慮因素、天線設計優(yōu)化、天線匹配、接近耦合器件 （PCD） 到接近集成電路卡 （PICC） 信號完整性問題、負載效應、PICC 到 PCD 接收器性能以及特定的 EMV 1 級測試要求和案例。

介紹

本應用說明為EMV 3.0合規(guī)性提供了重點指導。假設讀者熟悉PCD天線匹配設計指南和AFE調諧指南的內容，這些指南隨MAX32560的SDK一起提供。這些文檔包括本應用筆記所用技術的必要構建模塊。由于EMV 3.0的復雜性，這些文檔可能不足以滿足EMV3.0的所有新要求。因此，本應用筆記為使用MAX3開發(fā)EMV 0.32560兼容產品提供了補充指導。

確定目標協(xié)議

當使用MAX32560設計近場通信（NFC）產品時，系統(tǒng)架構師應確定產品符合的目標標準和應用場景。主要的NFC標準包括ISO14443A/B，ISO15693，ISO18092，F(xiàn)eliCa，NFC論壇等。本文檔專門針對EMV PCD非接觸式規(guī)范v3.0合規(guī)性，涵蓋ISO14443A / B非接觸式標準的子集。系統(tǒng)架構師和設計人員應該意識到，EMV 3.0合規(guī)性并不能保證符合任何其他標準，盡管其他標準與EMV 3.0規(guī)范重疊。本文檔中詳述的硬件級別優(yōu)化過程可應用于其他標準和方案。但是，如果最終產品支持多種協(xié)議，則在最終與EMV 3.0支持相結合之前，應單獨考慮和優(yōu)化每個目標協(xié)議。

EMV 3.0 復雜性

EMV 3.0 非接觸式規(guī)范是從 EMV 2.6 演變而來的，自 2019 年起是強制性的。EMV 3.0與EMV 2.6相比的主要變化如下：

EMV 3.0除了模擬和數(shù)字測試外，還需要互操作性測試。

EMV 3.0模擬測試需要使用三個EMVCo參考PICC（具有不同的天線尺寸或不同的PICC諧振頻率）進行測試，而EMV 2.6只需要一個。

EMV 3.0模擬測試中的每個EMVCo參考PICC都有兩個線性負載，用于PCD到PICC信號完整性/波形測試，而EMV 2.6 EMVCo參考PICC只有一個線性負載。

這些變化顯然增加了EMV一致性測試的復雜性。EMV 3.0 測試執(zhí)行所需的時間大約是 EMV 6.2 的 6 倍。根據(jù)實驗室和測試設備的不同，假設沒有問題，完成模擬測試所需的最短時間為 2 到 5 天。因此，遵循某些調試和優(yōu)化步驟至關重要，以減少符合EMV標準的產品開發(fā)的時間和成本。EMV 3.0模擬測試用例可在EMVCo網站上找到。

聚碳酸酯射頻功率

射頻功率測試用例TAB111.x.1.zrf（其中x = 1，2，3表示不同的參考PICC，zrf表示相對于原點的位置）是PCD設計必須通過的第一組測試用例。TAB111 的每個測試用例都有一個 V.MAX和 V最低以控制參考 PICC 的 J1 端口處直流電壓的允許范圍，如表 1 所示。該電壓表示PCD在指定位置產生的磁場的大小。通常，每個PICC的0cm和4cm測試位置是滿足V要求的關鍵情況.MAX和 V最低分別。一旦PCD在4cm和0cm處通過，它就很難通過任何其他TAB111測試用例。通過這些測試主要需要優(yōu)化天線匹配網絡和電磁兼容性（EMC）濾波器設計。

天線設計優(yōu)化

除了PCD天線匹配設計指南中描述的一般指南外，本文檔還用于優(yōu)化一些重要的PCD天線線圈參數(shù)，以通過EMV 3.0 RF功率測試。

天線尺寸

簡單圓形回路的磁場分布如圖1所示。從方程中，如果將H（x，r）相對于r進行微分，則當are = sqrt2x時，其一階導數(shù)等于零，這是天線尺寸選擇以最大化遠距離功率的理論結論。對于EMV RF功率規(guī)格，x為4cm，因此，在相同的電流量下，最佳讀卡器線圈直徑為11.32cm，以在4cm處提供最高磁場（EMV測試用例TAB111.x.1.400）。

圖1.簡單圓環(huán)的磁場分布，N1是匝數(shù)和 I1在環(huán)路中為電流。

圖2顯示了相同電流（1A）和匝數(shù)（N = 1）下不同尺寸線圈的磁場分布。它清楚地表明，在某些字段限制（H最低， H.MAX） 在操作卷中，存在可能滿足此類限制的最小大小。這直接適用于ISO 14443等標準，因為它的規(guī)格是根據(jù)磁場定義的。從圖2中的曲線和圖1中的方程都可以推斷，較小的線圈在從0到x的相同距離范圍內總是傾向于具有更大的變化。這是因為項 H（x）/H（0） 隨著 r 的增加而單調遞減，當 r 變?yōu)闊o限時，H（x）/H（0） 達到其最小值，即 1。但是，EMV 電源測試用例試圖控制兩個 H.MAX和 H最低，PCD的挑戰(zhàn)通常是同時通過測試用例TAB111.x.1.40x最小和TAB111.x.1.000最大要求。由于EMV起源于ISO14443標準，在本應用筆記中，H（x）/H（0）的上限大致通過H最低/H.MAX在 ISO14443 中定義，即 （1.5A/m）/（7.5 A/m） = 0.2。因此，最小值可以通過 H（r， x）/H（r， 0） = 0.2 得出，得到 r = 0.72x。假設這給出了最小的圓形線圈直徑為5.76cm，以滿足ISO14443。

對于NFC，非理想目標會導致場分布變化以及負載效應，從而影響通過PCD天線的源電流，因此即使天線尺寸小于5.76cm，也可以通過EMV功率測試。要通過天線尺寸低于6cm的所有EMV測試用例，還有其他挑戰(zhàn)。動態(tài)功率控制（DPC）等智能射頻驅動器控制技術可以減少射頻功率變化。

圖2.天線尺寸對磁場分布的影響。

對于EMV 3.0測試，由于EMVCo參考PICC的線圈尺寸有限，PCD-PICC天線對的互感研究比僅僅觀察沒有PICC目標的磁場更有意義。圖3顯示了雙線圈系統(tǒng)的互感。如果線圈1（r1）的半徑是固定的，則在一定距離內，存在線圈2的最佳半徑以達到最大互感?？紤]固定尺寸的參考PICC時，存在一個最佳的PCD尺寸，以優(yōu)化系統(tǒng)在4cm（EMV 3.0工作體積中定義的最遠距離）處的互感。參考PICC為矩形，因此計算更加復雜。但是，仍然可以粗略估計，參考PICC4或PICC1天線（約2cm×8cm）使互感最大化為4cm的最佳PCD尺寸約為12cm×8cm。參考PICC4天線（約3.4cm×5.3cm），在5cm處最大化互感的最佳PCD尺寸約為9cm×7cm。因此，10cm x 8cm 左右的天線對于 EMV 3.0 來說是一個實際的最佳尺寸。然而，對于可用面積較小的現(xiàn)代緊湊型PCD產品設計，通常只通過利用物理設備允許的面積來定義天線尺寸。

圖3.雙線圈系統(tǒng)的互感。

匝數(shù)

一旦確定了天線尺寸，另一個影響RF功率的設計變量是PCD天線的匝數(shù)。PCD線圈的電感與其匝數(shù)具有二階依賴性，而PCD-PICC對的互感則與PCD天線的匝數(shù)具有一階依賴性。因此，增加匝數(shù)通常會增加EVMCo測試的RF功率。然而，即使互感總是可以通過增加匝數(shù)來提高，饋入天線的電流也會同時下降，因為：

任何NFC發(fā)送器，包括MAX32560中的NFC發(fā)送器，都不可能成為理想的恒流源。

PCD線圈的電阻損耗不容忽視，隨著匝數(shù)的增加，電阻損耗會顯著增加。

由于這個原因，以及最大RF功率的要求，存在最佳匝數(shù)以最好地滿足EMV 3.0的整體RF功率規(guī)格，并且該最佳匝數(shù)隨著給定尺寸的增加而減少。例如，假設尺寸為7cm×5cm的PCD天線實際上與MAX32560匹配，最佳匝數(shù)通常為3或4，具體取決于其他天線參數(shù)，如材料和附近的金屬物體。通常，合理的匝數(shù)會導致線圈的自感在0.5–3μH范圍內。

其他天線參數(shù)

其他天線參數(shù)（包括基板材料和線圈走線寬度）會影響RF功率性能。例如，較寬的走線可降低天線的功率損耗，但會略微降低電感，從而降低與PICC目標相關的互感。在材料方面，盡可能為金屬層選擇高導電性材料，為基板選擇介電損耗較低的材料是很簡單的。現(xiàn)在，將銅線用于NFC天線而不是印刷電路板變得越來越流行，因為它不會遭受基板損耗，并且現(xiàn)代制造技術可以批量生產具有足夠好的精度和足夠低的成本的銅線線圈，以擊敗其PCB對應物。此外，原型設計階段更方便地優(yōu)化天線幾何參數(shù)，從而減少設計時間和成本。

接近外部組件

在現(xiàn)代緊湊型NFC讀卡器設計中，有時不可避免地在天線附近具有金屬結構，例如觸摸屏，鍵盤，接觸式IC卡讀卡器等。當磁場通過金屬表面饋送時，金屬內會感應出與原始電流相反方向的渦流。這有效地減少了工作容積中的整體磁場。有三種常見的方法可以解決此問題：

更改物理設計并調整附近金屬物體的距離和/或角度。

將鐵氧體片等可滲透屏蔽材料放置在天線和金屬表面之間。這在一定程度上防止了渦流，具體取決于鐵氧體的厚度、面積和位置。

在獨立條件下設計具有更高功率裕度的天線，以補償與附近的金屬物體結合使用時的功率衰減。

產品設計人員必須仔細考慮RF性能、BOM成本和產品物理設計限制之間的權衡，以決定選擇哪種方法。

天線匹配條件優(yōu)化

一旦定義了天線，匹配的網絡設計對于提供足夠的電流和最小化RF功率的反射至關重要。PCD天線匹配設計指南中已經描述了與MAX32560進行天線匹配的詳細指南。以下各節(jié)提供了其他設計考慮因素，以進一步提高RF功率性能。

匹配點的選擇

存在最優(yōu) R火柴為外周中心提供最高的射頻功率。值得注意的是，該最佳點高于最優(yōu)R火柴在Tx驅動器之后為整個網絡提供最高功率（根據(jù)共軛匹配理論，等于有效的TXP到TXN輸出阻抗）。這是由于天線、網絡組件中的損耗以及路徑上的跡線損耗?？倱p耗越高，最優(yōu)R越大火柴是。建議選擇R火柴由于以下原因，略高于最佳點：

更高的R火柴減少了MAX32560 IC內部產生的熱量，無需額外的熱設計考慮。

更高的R火柴顯著提高電源效率，從而延長電池壽命。

增加 R火柴從最佳功率點僅略微降低RF功率，因此設置R火柴高于精確最優(yōu)匹配點是首選。

正是考慮到這些原因，PCD設計人員應考慮熱量、能效和RF功率之間的權衡。對于MAX32560，匹配點從6？到12？是實際范圍，取決于天線設計和匹配電路中的總損耗。

電磁兼容濾波器優(yōu)化

EMC濾波器的一般設計指南在PCD天線匹配設計指南中描述。為了進一步提高RF功率，將濾波器截止頻率提高到26MHz會有所幫助。權衡是在EMC合規(guī)性和EMV信號完整性測試方面面臨更多挑戰(zhàn)，下一節(jié)將詳細介紹。EMC電感通常是PCD電路整體損耗的主要因素，因此較高的Q值電感會提升電流，從而增加RF功率。或者，電感值較小且電感上具有相同的Q值也有助于降低阻性損耗。

在版圖設計過程中，建議匹配網絡的PCB上總走線長度盡可能短。發(fā)射器輸出和EMC濾波器之間的距離是最關鍵的。這是由于MAX13的發(fā)送器輸出端存在56.32560MHz載波的諧波，以方波形式驅動。長走線增加了相鄰電路上電容和電感耦合的可能性，這可能導致EMC測試中的雜散輻射和傳導水平不合格。有關RF電路布局的一般建議，請參閱Maxim教程4636“避免ISM-RF產品中的PC布局”陷阱”。

圖4顯示了EMC電路的示例布局。MAX32560的發(fā)送器輸出從右側進入，天線連接在左側。

圖4.EMC電路布局示例。

如圖4所示，Le 電感按照 Maxim 教程 4636“避免 ISM-RF 產品中的 PC 布局”中的“陷阱”中的建議彼此垂直對齊，以減少它們之間的耦合。但是，這些電感器可以將高諧波信號含量耦合到其他電路上，因此，如果設計能夠承受這些電感中由電感磁芯損耗引起的較低品質因數(shù)（Q），則建議為這些元件使用屏蔽電感。如果與相鄰電路的物理隔離足夠，則可以使用非屏蔽電感，尤其是在需要更高電路品質因數(shù)的情況下。

來自外周中心的加載效果

PCD-PICC系統(tǒng)的互感也會改變PCD天線的有效阻抗，特別是當PICC靠近PCD時。匹配條件也會受到影響;對于正常的非對稱匹配，匹配點會轉移到更高的阻抗，因此有助于在較短的距離內降低RF功率。這就是為什么可以突破圖1和圖2的理論尺寸限制的原因之一。

PICC負載效應的一個非常重要的好處是，它提供了接收器處的場檢測（FD）電路可感知的變化。如AFE調諧指南中所述，這可以用作確定PICC位置的反饋，以便PCD可以動態(tài)調整其設置以讀取卡并在不同位置和負載條件下通過EMV測試用例。

值得一提的是，通過FD電平進行動態(tài)功率控制可以進一步最小化RF在一定距離內向PICC輸送功率的變化。對于非對稱匹配，它需要復雜的固件算法，而對于對稱匹配，一個簡單的負反饋決策算法就可以達到目的。負載效果主要由PCD和PICC天線決定，但EMC濾波器截止頻率也會影響加載效果的方向和強度。通常，較低的截止頻率會降低匹配點向較高阻抗的偏移。一旦截止頻率接近14MHz，它就開始反轉方向并成為對稱匹配。建議設計與MAX32560進行非對稱匹配的PCD，因為它具有長距離RF功率的優(yōu)勢。

Q 調諧電阻

對于EMV合規(guī)性，并不總是需要更高的RF功率。一旦 TAB11 通過 4 厘米和邊緣從 V最低就足夠了，建議增加匹配網絡上的Q調諧電阻以降低功耗。這種做法不僅使?jié)M足V的要求變得更加容易.MAX在0cm處，但也為接收器提供了更高的帶寬，并使EMV PICC到PCD接收器測試儀更容易通過?？?Q 應選擇在盡可能低的值下選擇，該值仍通過 4cm 處的最小功率;Q的上限由發(fā)射信號完整性和接收器性能決定，這將在后面的章節(jié)中詳細闡述。

PCD 至 PICC 信號波形完整性

PCD轉PICC信號接口測試用例（TA121-TA128，TB121-TB127）.x.（2，3）.z00是電源測試用例通過后要執(zhí)行的第二組測試用例。至此，包括天線和匹配在內的主要硬件設計已經完成。但是，由于功率和信號完整性要求之間的權衡，很有可能需要調整和迭代才能通過這兩組測試。首先，鼓勵測試A型信號接口，因為A型的調制指數(shù)固定為100%，如果硬件上存在固有問題，則A型測試結果顯示出來。B型測試包括調制指數(shù)測試，這需要相對復雜的調諧過程，但它只涉及AFE設置軟件，大多數(shù)調制指數(shù)故障不是固有問題，因此軟件最終可以將其調諧到合規(guī)條件。

Q值對PCD-PICC信號波形的影響

圖5顯示了A型PCD至PICC修改的米勒100%ASK波形。EMV 信號完整性測試要求符合 t1、t2、t3 和 t4 標準。t1和t2主要與米勒寬度有關，米勒寬度由MAX32560 IC自我保證。雖然t3和t4取決于PCD-PICC系統(tǒng)的整體Q值，但其上升沿和下降沿的壓擺率需要滿足t3控制的要求。

圖5.EMV 3.0 的參數(shù)定義，用于 A 型 PCD 到 PICC 接口波形信號完整性測試。

t3的可接受范圍為EMV0.1中定義的18–3.0μs。1.18μs的值對應于16個載流子周期（fc).這意味著包絡需要在 90 個載波之前達到其全振幅的 16%。

整體Q值的調諧是RF功率與其ASK調制過渡沿的壓擺率之間的權衡。較高的Q值會增強PCD天線上的電流，但會增加t3。圖6顯示了將電路與理想天線模型匹配的示例的仿真結果，該模型具有三種不同的Q調諧電阻值。這種行為就像一階LR電路，即使PCD網絡是高階的，并且具有更復雜的階躍響應方程。除 t3 外，t4 也有其規(guī)格，并且取決于整體 Q。如果t3或t4超過其上限，則可以以RF功率為代價將Q調諧電阻提高到較低的t3和t4。

圖6.失諧電阻RQ對A型100%ASK信號上升時間的影響。紅色：RQ = 2？，黃色：RQ = 5？，藍色：RQ = 10？

PICC加載效應對信號波形的影響

PICC的負載效應會影響RF功率以及PCD至PICC信號波形。在某些情況下，負載效應會顯著破壞匹配電路的電感-電容平衡，并引入更多不希望的振蕩行為。

圖7顯示了使用理想天線模型的示例匹配電路的仿真結果，其中三種不同的負載水平會影響有效天線電感。當匹配條件被打破時，可以清楚地看到不希望的過沖。實際上，在將PICC放置在小于1cm的距離之前，不會發(fā)生如此嚴重的加載效果。在2種PICC和0種不同的線性載荷中，具有高線性載荷的PICC3在3cm處的載荷效應最強，PICC2對PCD的載荷效應最小。這是因為PICC13具有較小的天線，而PICC56在2.0MHz的載波頻率下諧振。因此，建議在其他位置和PICC之前檢查<>cm處的PICC<>高線性負載測試用例是否有過沖/下沖。如果不符合規(guī)范，有多種方法可以改進：

匹配網絡重新設計：降低EMC濾波器的截止頻率有助于降低負載效應。此外，匹配條件可以針對特定負載條件（例如，2cm處的PICC2高線性負載）進行優(yōu)化，而不是針對卸載條件進行優(yōu)化。在這種情況下，3cm和4cm處的波形略有不匹配，但在0cm處的偏差較小。

天線重新設計：增加天線尺寸和/或減少匝數(shù)有助于降低負載效應，但是，考慮到RF功率，需要權衡。

產品物理設計調整：將實際的0cm參考平面稍微遠離天線線圈平面是解決此問題的另一種有用方法。這略微降低了在較遠距離看到的功率。

圖7.嚴重負載效應的影響。紅色：無負載效應的匹配條件，黃色：天線有效電感變化200nH，藍色：天線有效電感變化400nH。

B 型 PCD 信號調制指數(shù)優(yōu)化

有關 B 型 PCD 信號調制指數(shù)調諧和動態(tài) AFE 配置的詳細信息，請參見 AFE 調諧指南。此外，如天線匹配設計指南中所述，可以優(yōu)化RXP和RXN之前的分壓電阻，以便在空載條件下最大化FD電平，但仍低于其飽和點（255）。這樣，它有助于增加FD電平的動態(tài)范圍，并更容易分離索引步長。對于EMV 3.0，與EMV 2.6相比，它增加了FD閾值陣列和AFE設置矩陣的規(guī)劃和設置的復雜性。建議在五個距離處預先記錄具有兩個不同線性載荷的三個PIC的FD水平。如圖 8 所示，繪圖有助于可視化將測試點劃分為不同的步驟索引組。在每個步驟索引組中，可以找到一個驅動器低值，使該組中的所有測試點都通過EMV調制要求。由于 10%–14% 是可接受的范圍（不同的距離略有不同），因此將調制指數(shù)調整為 11% 或 12% 左右是最佳做法。通常，PCD對負載效應越敏感，其調制指數(shù)在不同距離上的變化就越大，因此需要更多的分離。有益的是，更強的上樣效應也增加了FD水平的范圍，從而允許更多的分離。

圖8.在五個不同距離處具有高線性和低線性負載的三個 PICC 的一組 FD 值示例。

B型波形信號完整性

需要注意的是，其他B型波形測試最好在調制指標測試通過后進行。這是因為調制指數(shù)的變化也會影響這些測試用例。B型信號的上升沿/下降沿時序和信號完整性遵循與A型相同的規(guī)則，因此本節(jié)前面描述的過程也直接適用于B型波形。通常，如果PCD硬件已經通過了A型信號完整性，它也通過了B型信號完整性。

外周中心殼轉PCD接收器性能

PICC-to-PCD信號接口測試用例（TA131-TA138，TB131-TB138）.x.1.zrf是繼RF功率和PCD波形信號完整性測試用例通過后執(zhí)行的第三組測試用例。盡管這組測試用例的執(zhí)行和調試花費的時間最多，但調優(yōu)過程主要與固件設置有關，不太可能發(fā)現(xiàn)有必要更改PCD的硬件設計。接收機的大多數(shù) AFE 設置詳細信息已在 AFE 調諧指南中描述，在本文檔中，提到了 EMV 3.0 的一些其他注意事項。

PCD 接收器靈敏度

PCD接收器的接收器靈敏度主要由PCD提供的13.56MHz載波的相位噪聲決定。這是因為其他噪聲源（如熱噪聲）要低幾個數(shù)量級。穩(wěn)定的低抖動NFC時鐘源（晶體振蕩器）頻率為27.12MHz，對于確保PCD具有良好的接收器靈敏度至關重要。如果相位噪聲在距載波的124kHz偏移處低于-848dBc/Hz，則可以使用頻譜分析儀在現(xiàn)場調諧時檢查載波的相位噪聲，而無需輪詢;對于MAX32560來說應該足夠了。135厘米處的TA/TB2和136厘米處的TA/TB4是檢查EMV 3.0靈敏度是否足夠的最佳測試用例位置。

接收器性能的硬件注意事項

PCD的總Q值決定了其工作帶寬。如果Q值過高，848kHz符號速率的調制PICC至PCD信號可能會降低。但是，由于PCD信號波形完整性測試已經保證了Q值在合理范圍內，因此此時由于接收器性能而必須進一步降低PCD品質因數(shù)的可能性較小。

此外，Rx鏈上的分壓電阻應設置為在空載條件下可以觀察到合理的大FD電平的值，并且最好不要在任何感興趣的負載條件下飽和。通過這種方式，它有助于提高饋入接收器的信號強度。但是，此步驟應該在Tx B型調制指數(shù)優(yōu)化期間已經完成。

接收器AFE設置的固件調整

動態(tài)固件接收機設置調諧的詳細過程在PCD AFE調諧指南中描述。在收集具有非線性負載的三個PICC的FD水平數(shù)據(jù)后，可以進行類似的FD水平步驟指標劃分規(guī)劃，類似于圖8的圖有助于可視化EMV 3.0中所有感興趣的測試用例的整體FD水平分布。需要注意的是，對于每個位置和PICC都有四種不同的接收器測試用例，對于A型和B型協(xié)議，具有不同的負載調制（最小正，最大正，最小負和最大負）。優(yōu)化觸發(fā)級別 A 和觸發(fā)級別 B 以及其他動態(tài) AFE 設置至關重要，尤其是在具有挑戰(zhàn)性的位置。

互操作性測試

盡管互操作性測試與EMV模擬測試是分開的，但從技術上講，它可以被視為EMV模擬PICC-PCD接收器性能測試的擴展。不同之處在于，目標PICC是市場上的移動卡仿真設備，而不是EMVCo參考PICC。操作量在覆蓋的位置略有不同。通常，通過EMVCo模擬測試的PCD幾乎應該自動通過互操作性測試。這是因為EMV3.0的升級試圖覆蓋市場上不同EMV兼容的PICC靶標的所有可能極端情況。互操作性測試包括移動設備的集合。這些測試設備通常根據(jù)EMVCo的方向交換，并且在不同地區(qū)的測試實驗室中可能有所不同。如果在互操作測試中存在具有挑戰(zhàn)性的情況，建議在優(yōu)化動態(tài)接收器AFE設置時與模擬接收器測試用例一起考慮。

總結

圖 9 顯示了與 EMV 3.0 模擬規(guī)范相關的測試用例摘要。還有一些其他測試用例，如位電平編碼信號接口測試，由MAX32560 IC及其捆綁固件自我保證，不需要任何額外的設計考慮。建議的測試和調試過程如下：

PCD 到外周通中心射頻功率測試

A型Tx信號完整性測試

B型Tx調制指數(shù)，然后是其他信號完整性測試

外周轉PCD Rx試驗，包括A型和B型

為了在設計和優(yōu)化迭代過程中節(jié)省時間，在實現(xiàn)相當好的PCD硬件設計和固件設置之前，可以先執(zhí)行4cm和0cm等極端情況。

圖9.EMV 3.0 模擬中的測試用例摘要。

審核編輯：郭婷