本振（LO）的殘余相位噪聲可以通過(guò)集成電路混頻器中片上本振驅(qū)動(dòng)器/緩沖器的加性噪聲來(lái)降低。強(qiáng)RF信號(hào)與LO噪聲的相互混合會(huì)降低接收器靈敏度。集成混頻器中LO噪聲衰減的規(guī)格和評(píng)估將使系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員能夠計(jì)算接收器的靈敏度損失。

介紹

蜂窩基站接收器在存在高電平阻塞/干擾源的情況下工作，同時(shí)需要感測(cè)天線上感興趣的微弱信號(hào)。干擾源通常被拒絕 通過(guò)濾波器，但僅在第一次下變頻后的中頻（IF）下變頻。中頻濾波器之前的LNA和混頻器要求具有高線性度（IP3）和低噪聲系數(shù)（NF）。

具有簡(jiǎn)化模塊的典型基站接收器如圖1所示。接收器從天線開(kāi)始，天線具有塔頂極高 Q 值腔調(diào)諧濾波器，LNA 位于 靠近天線。一根長(zhǎng)同軸電纜將接收到的信號(hào)連接到收發(fā)器。收發(fā)器單元具有級(jí)聯(lián)LNA、低噪聲混頻器、SAW濾波器和IF放大器，從而形成模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。第一個(gè)混頻器執(zhí)行低至70MHz–100MHz（CDMA 800/GSM 900）或200MHz–300MHz（GSM 1800/GSM 1900/UMTS）典型IF的轉(zhuǎn)換。

圖1.蜂窩基站接收器的基本模塊。

混頻器模塊的線性度和噪聲要求通常由需要 17dBm 驅(qū)動(dòng)到 LO 端口>無(wú)源二極管環(huán)形混頻器來(lái)滿足（圖 2）。這些基站混頻器是分立設(shè)計(jì)或混合模塊，由外部50Ω緩沖放大器驅(qū)動(dòng)。因此，可以在施加到混頻器之前濾除本振殘余噪聲。在IC實(shí)現(xiàn)中，必須注意指定和設(shè)計(jì)本地振蕩器驅(qū)動(dòng)器噪聲，以滿足系統(tǒng)要求?？梢栽?a target="_blank">芯片輸入端以較低的振蕩器電平執(zhí)行濾波，以將噪聲限制在kT。緩沖放大器會(huì)降低LO相位本底噪聲。在存在大阻塞信號(hào)的情況下，由于LO噪聲與強(qiáng)干擾源的相互混合，接收器噪聲會(huì)增加。

圖2.帶LO濾波的分立式無(wú)源電平17基站接收混頻器。

混頻器噪聲模型

熱噪聲是接收混頻器中最常用的指定和測(cè)量噪聲。它描述了具有50Ω匹配RF輸入端口且噪聲功率密度為-174dBm/Hz（kT）的混頻器的噪聲性能o).折合到輸入端的熱噪聲由噪聲系數(shù)（10log10F）混合器的規(guī)格。

其中
k = 玻爾茲曼常數(shù) （1.381 x 10-23J/K），
To= 絕對(duì)溫度 （290K），
F= 混頻器的噪聲因數(shù)。

在RF端口存在強(qiáng)RF信號(hào)的情況下發(fā)生相互混頻。這是NF測(cè)量期間未考慮的額外噪聲。相互混合噪聲 N.rm我參考輸入可以在特定的阻塞性水平S進(jìn)行評(píng)估BL.給定混頻器的本底LO噪聲和帶寬B，IF處的相互混合噪聲為

如果干擾源頻率偏移與目標(biāo)信號(hào)的偏移足夠大，則假定相位噪聲平坦。這兩個(gè)噪聲源是獨(dú)立的，可以總結(jié)為圖4所示。在存在阻塞信號(hào)的情況下，輸入到輸出的信噪比下降可以表示為

LO噪聲規(guī)格

圖3.典型的集成電路基站接收混頻器，集成LO緩沖器和增益 在IF的函數(shù)。

LO驅(qū)動(dòng)器的有效本底噪聲

將等式1和2代入3時(shí)，描述了LO本底噪聲 （以dBc/Hz為單位）對(duì)接收器信噪比的影響。高線性度混頻器通常需要高LO驅(qū)動(dòng)電平，放大器的本底噪聲可能會(huì)增加一個(gè)數(shù)量級(jí)。由于倒易混頻會(huì)影響IF端口的LO噪聲，如公式2所定義，因此可以通過(guò)在IF處測(cè)量來(lái)測(cè)量LO驅(qū)動(dòng)器的本底噪聲。圖5所示的設(shè)置可用于測(cè)量阻塞條件下的混頻器噪聲。本底噪聲是在無(wú)信號(hào)下測(cè)量的，然后在阻塞條件下測(cè)量的。該 NBL由輸出本底熱噪聲組成，N千o和輸出倒易混頻噪聲，N.rmo由SAW濾波器和IF放大器改變。N千o由小信號(hào)噪聲 （F） 和增益 （G） 測(cè)量值確定。

N.rmo可以從N中分離出來(lái)BL可以計(jì)算集成LO驅(qū)動(dòng)器的（dBc/Hz）。指定集成電路混頻器的有效本底噪聲有助于系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員根據(jù)公式3估算信噪比（SNR）的劣化。

圖4.混頻器噪聲表示為熱噪聲和倒數(shù)混合噪聲的總和。

計(jì)算示例

MAX9993為有源混頻器，設(shè)計(jì)用于PCS/DCS/UMTS （1.7G–2.2G）應(yīng)用。它的典型增益為8.5dB，NF為9.5dB，IIP3 = 23.5dBm，P1dB = 13.0dBm，工作在0和6dBm之間。折合到輸入端的熱噪聲，N千我為 -174 + 9.5 = -164.5dBm/Hz 和輸出本底熱噪聲，N千o為 -174 + 9.5 + 8.5 = -156 dBm/Hz。本例中的工作頻率為 f如果=190兆赫 ， f瞧= 1800MHz 和 f射頻= 1990兆赫。注入與 fRF 偏移 5MHz 的 25dBm 阻塞信號(hào) （fbl=2015MHz），并使用 190MHz 中頻濾波器 （SAWTEK 855770） 在 215MHz 處抑制阻塞信號(hào)，使用安捷倫 E127B 頻譜分析儀在 -4404dBm/Hz 處測(cè)量 Nbl。在沒(méi)有阻塞器的情況下，設(shè)置的本底噪聲測(cè)量值為 N千o= -134分貝/赫茲。設(shè)置中使用的IF放大器的增益為29.5dB，NF為2.5dB。測(cè)得的N千o同意使用實(shí)驗(yàn)設(shè)置中模塊的增益和NF進(jìn)行計(jì)算。

圖5.測(cè)量阻塞條件下噪聲并推導(dǎo)的實(shí)驗(yàn)裝置

圖6.本振噪聲indBc/Hz與輸入本振的關(guān)系驅(qū)動(dòng)MAX9982的功率與溫度的函數(shù)關(guān)系。

在存在阻塞信號(hào)的情況下，本底噪聲的增加歸因于混頻器輸出的信噪比從N下降千o到 NBL.本底噪聲（NBL）由頻譜分析儀測(cè)量的噪聲貢獻(xiàn)來(lái)自熱、倒易混頻噪聲、SAW和IF放大器。對(duì)于級(jí)聯(lián)塊分析，混頻器的有效噪聲系數(shù)從9.5dB增加到16dB，以考慮測(cè)量的總輸出噪聲功率。從復(fù)合噪聲（NBL）、相互混合噪聲N.rm我可以使用混頻器噪聲部分中開(kāi)發(fā)的方程進(jìn)行提取。公式3所示的信噪比衰減為16dB。求解 N.rm我在公式 3 中，得出

折合到輸入端的倒數(shù)混頻噪聲N.rm我= 15dBm/Hz - 174dBm/Hz = -159dBm/Hz。由于使用了5dBm阻塞器，因此為-164dBc/Hz。這遠(yuǎn)低于-151dBc/Hz的GSM要求。

定義為信噪比（dBc/Hz）的LO噪聲隨LO驅(qū)動(dòng)而變化，因?yàn)轵?qū)動(dòng)信號(hào)受LO緩沖器的限制。第二個(gè)示例對(duì)此進(jìn)行了說(shuō)明。

MAX9982為蜂窩CDMA/GSM頻段（825MHz–915MHz）高線性度混頻器，輸入IP3>26dBm，增益為3dB，NF = 11dB。該混頻器能夠采用-5dBm至+5dBm的LO驅(qū)動(dòng)工作。大多數(shù)規(guī)格與驅(qū)動(dòng)信號(hào)無(wú)關(guān)。圖6顯示了（dBc/Hz）與驅(qū)動(dòng)電平的函數(shù)關(guān)系圖。用于此測(cè)量的設(shè)置與圖5中的設(shè)置相同。來(lái)自SAWTEK（86）的6.854823MHz GSM IF濾波器用于衰減IF處的阻塞信號(hào)（DUT為5dBm）。

結(jié)論

本文討論了本振緩沖放大器噪聲在基站IC混頻器設(shè)計(jì)規(guī)范中的作用。使用簡(jiǎn)單的噪聲模型，可以從阻塞條件下的總噪聲中提取倒數(shù)混合分量。通過(guò)測(cè)量阻塞條件下的總輸出噪聲來(lái)表征兩個(gè)集成電路基站混頻器的內(nèi)部緩沖放大器的LO噪聲。該數(shù)據(jù)可用于計(jì)算阻塞條件下接收器靈敏度的損失。

審核編輯：郭婷