MAX1472、MAX1479和MAX7044 300MHz至450MHz ASK發(fā)送器IC用于需要極小封裝的應用，如汽車鑰匙扣和胎壓監(jiān)測器。通常，小環(huán)是唯一適合這些封裝之一的天線。由于與這些頻率下的波長相比，環(huán)路非常小，因此它們的Q值非常高，并且對良好的阻抗匹配提出了挑戰(zhàn)。

本應用筆記顯示了小環(huán)路的典型阻抗值，并建議了這些阻抗的匹配網(wǎng)絡。它證明了這些網(wǎng)絡在抑制發(fā)射頻率的諧波方面的有效性。大多數(shù)用于這些應用的發(fā)送器IC，如Maxim MAX7044、MAX1472和MAX1479，偏置是為了獲得最大效率而不是最大線性度，這意味著功率放大器（PA）輸出的諧波含量可能非常高。使用這些器件的所有國家/地區(qū)的監(jiān)管機構都會限制雜散發(fā)射，因此衰減來自PA的諧波功率非常重要。

環(huán)路與Maxim發(fā)送器IC阻抗匹配的完整模型必須包括偏置電感、PA輸出電容、走線、封裝、寄生效應等。這些因素將略微修改本說明中定義的匹配組件值。此處詳述的網(wǎng)絡與MAX7044發(fā)送器相匹配，但與MAX1472和MAX1479配合使用也令人滿意。MAX7044在驅(qū)動125Ω負載時可實現(xiàn)最高效率，而MAX1472和MAX1479則支持大約250Ω負載。將MAX1472和MAX1479與這些網(wǎng)絡配合使用可使失配損耗增加約1dB——如果需要，可以稍微改變網(wǎng)絡以恢復失配損耗。

電小環(huán)天線的阻抗

這三個量來自天線理論教科書中的表達式。

典型的印刷電路板環(huán)路，其尺寸用于計算小環(huán)路的代表性電阻和電抗值，如圖1所示。它大致呈矩形，25毫米乘32毫米，走線寬度為0.9毫米。在 315MHz 時，這些尺寸導致上面列出的三個量的以下值：

對于其他常用頻率 433.92MHz，值為：

圖1.印刷電路板上的小環(huán)。

耐輻射性極小。此外，耗散損耗產(chǎn)生的電阻可能是輻射電阻的十倍以上，這意味著該環(huán)路可能的最佳輻射效率在8MHz時約為315%，在27.433MHz時約為92%。通常，一個小回路可能只能輻射來自發(fā)射器的百分之幾的功率。

基本匹配網(wǎng)絡

最簡單的匹配網(wǎng)絡是“分離電容器”，在最近的微波和射頻文章中進行了描述。3通過偏置電感將該網(wǎng)絡連接到PA輸出，如下圖2所示，可以調(diào)整C的值2使其與L的并聯(lián)組合產(chǎn)生共鳴1、PA相關電容和C的殘余電抗1和環(huán)形天線電感。電容器 C 的等效串聯(lián)電阻 （ESR）1典型值為0.138Ω，因此串聯(lián)電容的小環(huán)路的總電阻在0MHz時為46.315Ω。

在315MHz諧振匹配網(wǎng)絡頻率下，微小環(huán)路電阻由環(huán)路和C的串聯(lián)電抗轉(zhuǎn)換1至等效并聯(lián)電路，最佳負載電阻為125Ω（MAX7044效率最高，負載阻抗最佳）。請注意，MAX7044數(shù)據(jù)資料中引用的效率適用于50Ω負載。輻射效率的最佳電阻可能不同。我們的PA在廣泛的阻抗和功率水平范圍內(nèi)保持高效率。并聯(lián)電容，C2，以及偏置電感的并聯(lián)電感L1，調(diào)出等效并聯(lián)電路的電抗。

圖2.帶偏置電感器的分離電容器。

C的組合1環(huán)路電感在目標頻率處形成正電抗。因此，我們可以將兩個電容和環(huán)路電感視為一個“L”匹配網(wǎng)絡（并聯(lián)C，串聯(lián)L），它將小環(huán)路電阻變換至125Ω。從左到右看，它是一個低通高到低匹配的網(wǎng)絡。有人可能會爭辯說，偏置電感對于匹配并不重要。然而，偏置電感實際上有助于抑制更高的諧波，并且對于為PA的工作電流提供直流路徑至關重要。

表1顯示了與上述環(huán)形天線完美匹配的值。

表 1.分離電容器匹配的理想元件值

該 C2表中的電容不包括來自PA輸出和PC板雜散電容的大約2pF。這個 2pf 被添加到 C2本說明中介紹的所有匹配計算中的值。

該匹配在315MHz的頻率依賴性如圖3的RF功率傳輸曲線所示。這些曲線是通過評估從電源輸送的功率表達式（RS） 到負載阻抗 （RL+ XL），其中負載阻抗是匹配網(wǎng)絡變換的環(huán)形天線阻抗：

將該表達式乘以天線效率和匹配組件產(chǎn)生的功率損耗，得到輻射功率與可用功率的總比值。

所有圖都顯示在315MHz處，頻率依賴性的討論僅適用于315MHz.433.92MHz處的行為相似，但未顯示。

圖3.從RFIC發(fā)射器到環(huán)形天線的功率傳輸。

假設環(huán)形天線模型正確，實現(xiàn)了匹配電容的精確值，失配損耗為0dB;-14.1dB的天線損耗只是電容器增加的效率損耗和耗散損耗（輻射電阻除以總電阻）。與完全不匹配的36.2dB損耗（25dB失配損耗，加上11.2dB效率損耗）和調(diào)諧天線電抗的單并聯(lián)電容的34.7dB損耗（19dB失配損耗，加上15.7dB效率和電容耗散損耗）相比，這種匹配有了很大的改進。圖中包括單個并聯(lián)電容“匹配”的功率傳輸作為參考。

實際上，小環(huán)形天線的Q值比理論預測的要低得多。通過對圖1所示印刷電路板環(huán)路的實驗室測量，得出的2MHz時的總等效串聯(lián)電阻為2.315Ω，而不是理論值為0.46Ω。使用該電阻，表2給出了與環(huán)路匹配的標準電容和電感值。

表 2.分離電容匹配的實用元件值

實用環(huán)形天線的功率傳輸也如圖3所示。由于實際環(huán)路的損耗電阻大約是理論環(huán)路的四倍，因此最佳功率傳輸約為-20dB而不是-14dB。雖然功率傳輸曲線的頻率比理論環(huán)路寬，但它仍然足夠窄，元件容差足以將峰值移動到另一個頻率，并降低預期頻率下的功率傳輸。如果所有三個匹配組件的值都高5%，則功率傳輸降至-26dB。

通過“失諧”匹配網(wǎng)絡，功率傳輸特性可以在頻率上加寬，從而降低對元件容差的敏感性。這可以通過“蠻力”方法完成：簡單地向環(huán)形天線添加電阻，或?qū)⒆杩罐D(zhuǎn)換為與發(fā)射器不完全匹配的值。無論采用哪種方法，都會擴大匹配帶寬，代價是增加的電阻中更高的功率耗散或失諧匹配網(wǎng)絡中的失配損耗更高。為了換取可預測的功率傳輸，采取一些功率損耗來換取可能是可取的，因為在窄帶比賽中漂移頻率的懲罰是如此之高。

此處采用的拓寬方法將環(huán)形天線與比MAX7044更高的阻抗相匹配（500Ω至1000Ω，而不是125Ω），并接受失配損耗（以及不可避免的耗散損耗）。這種方法降低了工作電流，這是一個額外的好處。

表3顯示了一組Ls和Cs，它們將環(huán)路阻抗轉(zhuǎn)換為約500Ω。它們四舍五入到最接近的標準 L 和 C 值。

表 3.帶寬分路電容匹配的元件值

該電路將315MHz時的功率傳輸降低至-22dB，但將損耗變化減小至5%至3dB。

圖3顯示了上述調(diào)諧網(wǎng)絡中的損耗。請注意完美調(diào)諧的網(wǎng)絡有多窄，以及“失諧”網(wǎng)絡如何具有更多的損耗，但帶寬更寬。

這些簡單的分離電容網(wǎng)絡抑制諧波的能力如何？圖3延伸至1000MHz，顯示理論匹配頻率響應在二次諧波時下降56dB，在第三次諧波時降低58dB。由于基頻處的響應下降14dB，因此其二次和三次諧波抑制分別為42dB和44dB。由于實際匹配和“失諧”匹配更為典型，因此它們是諧波抑制的真正指標。實際匹配在基波處下降20dB，在二次諧波處下降50dB，因此二次諧波抑制為28dB。“失諧”匹配在基波處下降22dB，在二次諧波處下降46dB，因此二次諧波抑制為24dB。這種抑制不足以輻射FCC在315MHz下允許的最大平均功率。允許的輻射場強約為6000μV/m，對應于-19.6dBm的輻射功率。二次諧波不能超過200μV/m（-49dBm），因此發(fā)射器需要近30dB的諧波抑制才能輻射最大允許平均功率。FCC 對 260MHz 至 470MHz 免許可頻段的規(guī)定允許低占空比、峰值功率輻射，其水平比平均功率高出 20dB。因此，在某些情況下，需要超過30dB的二次諧波抑制。

具有更高載波諧波抑制的匹配網(wǎng)絡

實現(xiàn)更好的諧波抑制的一種簡單方法是在匹配網(wǎng)絡中添加一個低通濾波器。這可以通過在分離電容匹配網(wǎng)絡和發(fā)射器輸出之間插入一個pi網(wǎng)絡來完成。由于 pi 網(wǎng)絡可以變換阻抗，因此阻抗變換有許多可能的組合。此處的示例生成了 L 和 C 匹配分量的實際值。圖4顯示了網(wǎng)絡：低通濾波器中的一個并聯(lián)電容與分離C匹配網(wǎng)絡中的并聯(lián)電容組合在一起;另一個并聯(lián)電容的值已經(jīng)過調(diào)整，以調(diào)出IC中的偏置電感和雜散電容，此外還用作匹配網(wǎng)絡的一部分。

圖4中環(huán)形天線近乎完美匹配的值如下表4所示。

表 4.分離電容的元件值與改進的諧波抑制相匹配

圖4.分離C匹配網(wǎng)絡與低通濾波器相結合。

在圖4的配置中，分離C將低環(huán)路電阻轉(zhuǎn)換為大約150Ω（非常接近125Ω，以實現(xiàn)PA的最大效率），pi網(wǎng)絡是設計用于125Ω輸入和輸出阻抗的低通濾波器。失配損耗為-0.1dB，并且該匹配的帶寬再次較窄，并且對元件容差高度敏感。匹配仍然非常窄，因為嘗試了精確的阻抗匹配，盡管有多個網(wǎng)絡。結果仍然是一樣的：窄帶寬匹配對元件公差敏感。

通過失諧分離電容匹配網(wǎng)絡，但保留12Ω pi網(wǎng)絡低通濾波器，可以提高該匹配網(wǎng)絡的帶寬（并降低對元件的靈敏度容差）。下表所示的C1和C2值將環(huán)形天線的并聯(lián)電阻轉(zhuǎn)換為約500Ω，而不是最佳匹配的150Ω。由此產(chǎn)生的天線和125Ω低通濾波器之間的失配將失配損耗增加到2dB，但拓寬了匹配帶寬。

表 5 給出了此匹配的值。

表 5.帶寬更寬的分壓電容匹配的元件值與改進的諧波抑制

因此，分離電容匹配的輸出故意與pi部分不匹配。改變分離電容值，將變換后的環(huán)路電阻提高到500Ω以上，同時保持相同的pi匹配網(wǎng)絡，進一步擴大匹配帶寬，隨之而來的失配損耗增加。

近乎理想的匹配網(wǎng)絡和解諧網(wǎng)絡的行為，以及一個簡單的并聯(lián)電容作為參考，如圖5所示。雖然這些數(shù)據(jù)與圖3中的曲線相似，但諧波抑制卻大不相同。近乎理想的匹配現(xiàn)在具有49dB的二次諧波抑制，而失諧匹配具有44dB的二次諧波抑制。

圖5.從 RFIC 發(fā)射器到環(huán)形天線的功率傳輸。低通濾波器添加到匹配部分。

總結和結論

為了匹配小環(huán)形天線，重要的是要記住，其等效串聯(lián)阻抗是具有微小串聯(lián)電阻的電感，其主要由損耗電阻和更小的輻射電阻組成。小環(huán)天線的等效并聯(lián)阻抗是具有大并聯(lián)電阻（5kΩ至50kΩ）的電感。這兩種表示都難以與100歐姆至300Ω的電阻相匹配。

與環(huán)路串聯(lián)的小電容器和串聯(lián)電容和環(huán)路并聯(lián)的大電容的組合，是匹配環(huán)路的簡單方法。精確的阻抗匹配非常高Q（環(huán)路電抗與電阻之比），這意味著元件值、頻率或工作環(huán)境的任何漂移都會降低匹配性能并顯著增加失配損耗。選擇有意擴大匹配帶寬的標準電容器和電感值將產(chǎn)生對組件變化和環(huán)境更耐受的匹配。這種更寬帶寬的犧牲是更多的失配損失，但損失更可預測。已經(jīng)給出了315MHz和433.92MHz的例子。

當諧波抑制很重要時，最好在匹配網(wǎng)絡中再使用兩個組件，與匹配網(wǎng)絡一起形成一個低通濾波器。本應用筆記中選擇的分離C和低通濾波器組合網(wǎng)絡可將諧波抑制性能提高約20dB，優(yōu)于簡單的分離C匹配網(wǎng)絡。

用戶可能需要稍微調(diào)整此處介紹的匹配網(wǎng)絡中的值，以適應電路板或匹配元件本身的雜散電抗和損耗。還應注意確保所有匹配的分量都遠低于（最好是兩個倍頻程）其自諧振頻率（SRF）。

比每個匹配組件的具體值更重要的是這些匹配網(wǎng)絡的基本結構。分路C部分的目的是將環(huán)路電阻值轉(zhuǎn)換為更合理的范圍。pi網(wǎng)絡低通濾波器的目的是抑制更高的頻率，在需要時執(zhí)行額外的匹配，并確定匹配的帶寬。只要用戶在接近網(wǎng)絡時考慮到這一點，就可以找到正確的組件值。

審核編輯：郭婷