三相模塊的母線電壓可以達(dá)到800V，如果DCDC仍然采用傳統(tǒng)的兩電平拓?fù)?，那么DC MOS管必須采用1200V耐壓的MOS管。而目前市場上這樣的MOS管型號非常少，而且很貴。如果采用三電平拓?fù)?，就可以繼續(xù)采用600V的MOS管了，型號豐富，成本也低。

三電平PWM控制已經(jīng)得到了成熟應(yīng)用，但是傳統(tǒng)的PWM拓?fù)湔w效率低，所以在三電平的基礎(chǔ)上，又采用了LLC拓?fù)?，該拓?fù)鋸某杀?、效率等方面都得到了很好的兼顧?/p>

三電平全橋LLC主電路拓?fù)?/p>

電路說明：

1、諧振電感和諧振電容做成兩邊平衡的方式，是因為項目組在實驗過程中發(fā)現(xiàn)如果是單Lr, Cr模式，MOS驅(qū)動信號容易受干擾，拆成兩邊對稱放置以后，驅(qū)動可靠性提高；

三電平全橋LLC電路拓?fù)涫疽鈭D如圖（圖 五?3）所示，有8個開關(guān)管S1～S8，需要8路驅(qū)動信號來完成PFM（調(diào)頻）、PWM（調(diào)寬）控制，S1～S8對應(yīng)的高精度驅(qū)動信號編號為PWM1～PWM8。

注：PWM并不單指控制策略采用PWM方式時的開關(guān)信號，也包括PFM方式時的開關(guān)信號。

三電平LLC電路拓?fù)淇驁D

在此三電平LLC電路控制中，設(shè)計8路驅(qū)動信號PWM1～PWM8，從（圖 五?4）的發(fā)波時序圖來看，這8路驅(qū)動有下面的關(guān)系：

1) PWM1和PWM4，PWM2和PWM3，PWM5和PWM8，PWM6和PWM7相位互補(bǔ)（不考慮死區(qū)時間Td2和提前關(guān)斷時間Td1）；

2) PWM1比PWM2提前Td1關(guān)斷，PWM4比PWM3提前Td1關(guān)斷，PWM5比PWM6提前Td1關(guān)斷，PWM8比PWM7提前Td1關(guān)斷；

根據(jù)控制策略需要，PWM1～PWM8可以實現(xiàn)高精度PFM/PWM/PSM（或者同時實現(xiàn)其中兩個狀態(tài)，如PFM+PWM），在三種控制狀態(tài)（PFM/PSM/PWM）下PWM1～PWM8在一個開關(guān)周期內(nèi)的輸出波形如圖（圖 五?4）所示，以高電平（或者為低電平）為有效電平，當(dāng)PWMx（x=1～8）為高時通過相應(yīng)的驅(qū)動電路使得Sx導(dǎo)通，當(dāng)PWMx為低時通過相應(yīng)的驅(qū)動電路使得Sx斷開。

圖 五 4 高精度驅(qū)動信號時序圖

PFM/PSM/PWM三種工作態(tài)下的特性分別為：

1) 在PFM狀態(tài)時，通過環(huán)路控制改變開關(guān)頻率f（或者說Ts），開關(guān)頻率f在100kHz~250kHz之間調(diào)節(jié)，占空比固定為50%（不考慮死區(qū)時間Td2和提前關(guān)斷時間Td1），相移Tps為0；

2) 在PSM狀態(tài)時，通過環(huán)路控制改變相移Tps，移相功率角在0～100%之間調(diào)節(jié)， f固定為最高開關(guān)頻率250kHz，占空比固定為50%（不考慮死區(qū)時間Td2和提前關(guān)斷時間Td1）；

3) 在PWM狀態(tài)時，通過環(huán)路控制改變占空比，占空比在0～50%之間調(diào)節(jié)， f固定為最高開關(guān)頻率250kHz，相移Tps為0。

圖 五 5 PFM模態(tài)下主要工作原理和波形

以常用的PFM為例，來說明電路的主要工作原理和波形，如下圖 五?5：

模態(tài) 1[t0, t1]：在 t0 時刻，S1、S2、S7、S8同時開通。諧振網(wǎng)絡(luò)中的原邊電流 ip 流經(jīng)上述開關(guān)管，并以正弦形式上升。同時因為變壓器副邊被輸出電壓鉗位，故而勵磁電流 im線性增加。副邊整流二極管中流過的電流取決于原邊電流 ip 和勵磁電流 im之差；

模態(tài) 2[t1, t2]：當(dāng)原邊電流 ip 諧振過峰值并下降到和勵磁電流 im相等時，副邊二極管電流就減小為零，整流二極管 DR1 零電流關(guān)斷；

模態(tài) 3[t2, t3]：在 t2 時刻，S1 和 S8 先于 S2和 S7關(guān)斷。原邊諧振電流 ip開始對 S1和 S8的寄生電容 COSS1 和 COSS8 進(jìn)行充電，同時對 S3/S4/ S5/S6 的寄生電容 COSS3 /COSS4/COSS5 /COSS6 放電，因此上述開關(guān)管的寄生電容也參與了諧振過程；

模態(tài) 4[t3, t4]：在 t3 時刻，COSS1 和 COSS8上的電壓上升到了 Vin/2，鉗位二極管 D1 和 D4導(dǎo)通，從而限制了電壓進(jìn)一步上升。同時 COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6 上的電壓也被鉗位在Vin/2。此時原邊諧振電流流經(jīng) S2、S7 和 D1、D4 。

模態(tài) 5[t4, t5]：在 t4 時刻，開關(guān)管 S2 和 S7關(guān)斷。 與模態(tài) 3 相似， 諧振電流 ip 開始對 COSS2和COSS7進(jìn)行充電和對COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6進(jìn)行放電。所以此階段上述6個寄生電容也參與了諧振過程。與此同時 S3/S4 /S5/S6 的寄生體二極管導(dǎo)通，不但提供了電流回路使能量回饋至輸入端，也在變壓器上產(chǎn)生了反向的電壓偏置，使副邊整流二極管 DR2 導(dǎo)通，勵磁電感 Lm 被輸出電壓鉗位從而脫離諧振網(wǎng)絡(luò)。

在這一階段結(jié)束的 t5 時刻，COSS2 和 COSS7上的電壓為 Vin/2， COSS3~ COSS6 上的電壓保持在零，諧振電流 ip 流經(jīng) S3~S6 的寄生二極管，從而滿足了 S3~S6 零電壓開啟的條件。此時如果 S3~S6 的開通信號來臨，變流器將進(jìn)入后半個工作周期。

PSM/PWM工作原理均與PFM類似，只是傳能階段的時間縮小了，即有效占空比減小，這樣便于在最高頻率受限的情況下，迅速的降低輸出電壓。