本文著眼于適用于為包括高亮度 LED （HB LED） 在內(nèi)的多色照明系統(tǒng)供電的大功率 LED 驅(qū)動器的設(shè)計。作為示例展示的電路驅(qū)動裝飾、建筑、娛樂和舞臺照明中的RGB LED。

下一代建筑和裝飾照明通過混合紅色、綠色和藍色 LED 芯片的適當比例輸出來實現(xiàn)廣泛的顏色范圍。這種高亮度、多芯片LED中的串聯(lián)芯片具有22V至36V的典型正向壓降，同時消耗1A至2A電流。圖1所示的LED驅(qū)動器為正向電壓范圍高達2V的多芯片LED模塊提供36A電流。該電路僅驅(qū)動一種顏色的RGB LED，因此需要三個這樣的驅(qū)動器來驅(qū)動所有三種顏色。

由于LED的光輸出不是其正向電流的線性函數(shù)，因此亮度水平通過PWM控制而不是通過控制LED的電流幅度來調(diào)節(jié)。也就是說，每個LED都由恒定電流驅(qū)動，該電流經(jīng)過脈寬調(diào)制以控制光輸出。所示IC控制器使用平均電流模式控制，只需最少的外部元件即可實現(xiàn)此LED驅(qū)動器。

圖1.該電路驅(qū)動RGB芯片組的一個高亮度LED。三個這樣的電路驅(qū)動一個典型的多色照明系統(tǒng)。

詳細說明

為了有效地提供電流，該LED驅(qū)動器在連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）下采用升壓拓撲，使用平均電流模式控制來升壓輸入電壓，并通過LED負載驅(qū)動恒定電流。MAX16821B單器件工作在300kHz，控制升壓轉(zhuǎn)換器的工作。由于升壓轉(zhuǎn)換器拓撲在轉(zhuǎn)換器的輸入和輸出之間提供直接路徑，因此必須確保LED串的最小正向電壓超過最大輸入電源電壓。

LED 負載通過 MOSFET （Q1） 和檢流電阻器 （R13） 連接升壓轉(zhuǎn)換器輸出端。Q1 在 PWM 導(dǎo)通期間打開 LED 電流，并在 PWM 關(guān)斷期間將其關(guān)閉。在差分檢測R13兩端的電壓（代表通過LED的電流）時，IC抑制任何共模噪聲，并在DIFF引腳上提供增益為6V/V的以地為參考的輸出。然后，通過內(nèi)部電壓誤差放大器將該放大的電流檢測信號與0.6V基準進行比較。實際上，差分電流檢測放大器的6V/V增益將電流檢測基準從0.6V降至0.1V。這種降低提高了效率，因為R13在額定負載電流下僅降0.1V。

升壓轉(zhuǎn)換器在本應(yīng)用中采用的平均電流模式控制使用兩個反饋環(huán)路來控制LED電流。外部電壓環(huán)路檢測LED電流，將其與基準電壓源進行比較，并在EAOUT（引腳17）上產(chǎn)生放大誤差信號。內(nèi)部電流環(huán)路觀察誤差放大器的電壓輸出，并相應(yīng)地控制流經(jīng)電感器（L1）的電流。誤差放大器輸出還決定了驅(qū)動R13編程的LED電流所需的平均電感電流，即在R0兩端產(chǎn)生1.13V壓降的LED電流。

用于電感電流的第二個檢流電阻（R15）位于電感的返回路徑中。增益為34.5V/V的差分電流檢測放大器位于U2內(nèi)部，可放大R15兩端的電流檢測電壓，同時抑制任何共模噪聲。然后，電流誤差放大器將該輸出與電壓誤差放大器的輸出進行比較，從而為內(nèi)部平均電流控制環(huán)路生成誤差信號。將該放大后的誤差信號與內(nèi)部振蕩器斜坡進行比較，以產(chǎn)生用于驅(qū)動MOSFET Q3的PWM信號（在DL，引腳2處）。電流誤差放大器的高增益使電路能夠產(chǎn)生電壓環(huán)路所需的平均電感電流值（在允許的最大限值內(nèi)），誤差非常低。

對于給定的輸入電源電壓和LED正向電壓（忽略開關(guān)、二極管、檢測電阻等中的壓降），升壓轉(zhuǎn)換器的CCM操作確定（固定）PWM開關(guān)的占空比。與所需LED電流相對應(yīng)的占空比固定，然后確定通過電感的所需平均電流。電壓環(huán)路使內(nèi)部電流環(huán)路根據(jù)需要驅(qū)動該平均電感電流，以提供所需的LED電流。兩個控制回路應(yīng)單獨補償，以確保穩(wěn)定運行。反饋補償部分詳細介紹了此補償?shù)脑O(shè)計。

轉(zhuǎn)換器設(shè)計

您需要以下參數(shù)來設(shè)計轉(zhuǎn)換器：

輸入電源電壓范圍：9V 至 15V

最大 LED 正向電壓：33V

發(fā)光二極管電流：2A

開關(guān)頻率：300kHz。（頻率越低會增加濾波器成本;頻率越高會降低效率并增加EMI?？紤]到這些因素，最佳開關(guān)頻率約為300kHz。

使用以下公式計算Q2的最大導(dǎo)通占空比：

其中V發(fā)光二極管是最大 LED 正向電壓（還應(yīng)包括 MOSFET Q1 和檢測電阻 R13 兩端的壓降），VD是整流二極管D1、V兩端的壓降英明為最小輸入電源電壓，V場效應(yīng)管是導(dǎo)通時 MOSFET Q2 兩端的平均電壓。對于此應(yīng)用，D.MAX= 0.74。

要選擇電感（L1），必須考慮其值和所需的峰值電流額定值。使用以下公式計算最大平均電感電流（I拉夫格）：

為了確定峰值電感電流（ILPEAK峰），請注意，一定量的紋波電流流過電感器，具體取決于電感的值和開關(guān)頻率。因此，您應(yīng)該假設(shè)峰峰值紋波最大值為±20%（ILP-P）中的電感電流。自從我LP-P是平均電感電流 I 的 ±20%拉夫格，

在上述等式中使用已知值得到ILAVG= 7.7A 和ILPEAK= 9.24A。

接下來，計算最小電感值L最低，電感電流紋波設(shè)置為最大值：

其中FSW是開關(guān)頻率。

在上述等式中使用已知值得到 I林明= 7.05μH。在電感值上增加±20%容差后，我們選擇10μH的標準值。

電阻R15檢測通過電感器的平均電流。在R25兩端下降7.15mV （最小值）的電流是平均電流控制環(huán)路允許通過電感的最大電流。此功能可在發(fā)生過載時保護外部設(shè)備，通過箝位施加到電流誤差放大器的基準電壓最大值來實現(xiàn)。

R15的值應(yīng)確保其兩端的電壓在最大可能的電感電流下小于25.7mV。對于此應(yīng)用，正常工作期間R15兩端的最大電壓選擇為24mV。您可以使用 計算

R15 的值，其中使用已知值得到 R15 = 3.11mΩ。因此，我們?yōu)榇藨?yīng)用選擇一個3mΩ電阻。

濾波電容器

要計算輸出電容的值，C外（C6、C7、C8 和 C9 的并行組合），使用

其中 VLEDP-P是升壓輸出電壓的峰峰值紋波。這種峰峰值紋波與額定電流下的LED動態(tài)阻抗相結(jié)合，決定了LED紋波電流。為了保持LED的色度和長壽命，LED紋波電流應(yīng)保持在平均電流的10%以下。將上述等式中的已知值代入得到 C外= 17μF，在采用4.7μF、50V陶瓷電容的電路中近似值。

計算輸入電容C的值在（C3、C4 和 C5 的并行組合）使用

其中 VINP-P是峰峰值輸入紋波電壓，在本應(yīng)用中為輸入電壓的±0.4%。代入此等式中的已知值得到 C在= 22.3μF，如圖所示，使用三個 1μF、10V 陶瓷電容器時，輸入端（L25 的左端）近似值。

反饋補償

平均電流控制環(huán)路

為了確保平均電流控制環(huán)路的穩(wěn)定性，應(yīng)將電流誤差放大器的增益設(shè)置為低于某個值（對于接近開關(guān)頻率的頻率）。原因如下：由于在Q15關(guān)斷時間內(nèi)，R2兩端測得的電感電流正在下降，因此在此期間具有負斜率。該負斜率被放大并施加到誤差放大器的輸入端，由電流誤差放大器進一步放大，并在PWM比較器輸入端作為正斜率施加。

為了使電流環(huán)路穩(wěn)定，該正斜率不得超過施加在PWM比較器另一輸入端的斜坡信號的正斜率。該條件對電感電流信號（在開關(guān)頻率處）到達PWM比較器之前的總增益設(shè)定了上限。在較低頻率下，總增益可以更高，以使平均電感電流在穩(wěn)態(tài)下精確地建立到其編程值。

所示IC （U2）允許您通過控制電流誤差放大器的增益來滿足穩(wěn)定性條件。以下公式可讓您計算允許的最大增益（在開關(guān)頻率下），以確保該放大器的環(huán)路穩(wěn)定性：

其中 VRP-P是內(nèi)部斜坡的峰峰值（2V），L是L1的電感值，AVCSA是檢流放大器的差分增益（34.5V/V）。代入此等式中的已知值得到 A中航= 1.75V/V。

內(nèi)部電流誤差放大器為跨導(dǎo)型，增益為550μs （550μA/V）。電阻R10連接到CLP的誤差放大器輸出端（引腳16），控制開關(guān)頻率下電流誤差放大器的增益。R10的值為

其中已知值的代入得到R10 = 3.18kΩ。對于本應(yīng)用，可接受的標準值為3.16kΩ。

如果R10直接連接到GND，則對于低于電流誤差放大器1dB頻率的所有頻率，電流誤差放大器的增益為75.3V/V。另一方面，為了使環(huán)路穩(wěn)定，總增益只需在開關(guān)頻率附近保持在1.75V/V。然而，即使在較低頻率下增益較高，電感電流的下降斜率也不會被放大，因為電感電流紋波的頻率分量不會低于開關(guān)頻率。

在電流誤差放大器的傳遞函數(shù)中放置零點會導(dǎo)致電流環(huán)路的增益在零頻率（1.75V/V）以上平坦，并且隨著低于零的頻率成反比。零頻率由C11和R10確定。對于此應(yīng)用，零點的最佳位置位于開關(guān)頻率的十二分之一處，這使得平均電感電流能夠快速穩(wěn)定到編程值。

要將零點置于開關(guān)頻率的十二分之一，可以按如下方式計算C11的值：

代入此等式中的已知值得到 C11 = 1.99nF，本應(yīng)用中的合理近似值為 2.2nF。

C10在開關(guān)頻率處引入高頻極點，用于衰減由開關(guān)引起的任何不良噪聲尖峰：

代入此等式中的已知值得到 C10 = 152pF，其中 180pF 是合理的近似值。

電壓控制回路

LED電流通過使用反饋來控制，以保持LED檢流電阻器（R13）兩端的恒定電壓。電壓控制環(huán)路產(chǎn)生一個取決于LED電流值和開關(guān)占空比的恒定值，為電流控制環(huán)路生成一個輸入基準，進而對平均電感電流進行編程。將R13（LED檢流電阻）兩端的壓降與精確的100mV基準進行比較，電壓誤差放大器放大差值，并產(chǎn)生與所需平均電感電流值相對應(yīng)的基準電壓。以下公式根據(jù) LED 電流輸出計算 R13 的值：

其中 I發(fā)光二極管是LED電流（在本應(yīng)用中為2A），0.1V是電壓控制環(huán)路的反饋基準。用該公式中的已知值代入得到R13 = 0.05Ω。該電阻器的額定功率應(yīng)大于I發(fā)光二極管2乘以 R13 的值。

由于升壓轉(zhuǎn)換器在連續(xù)導(dǎo)通模式下工作，因此電源電路傳遞函數(shù)中存在右半平面（RHP）零點。這個零點增加了20dB/十倍頻程的增益和90°的相位滯后，這很難補償。避免此零點的最簡單方法是將環(huán)路增益滾降至0dB（斜率為-20dB/十倍頻程），頻率小于RHP零點的頻率。對于升壓轉(zhuǎn)換器，最差情況下的RHP零頻率（F中聯(lián)） 由以下公式給出：

代入此方程中的已知值得到 FZRHP= 17.7kHz。

平均電流控制環(huán)路轉(zhuǎn)換由電感和輸出電容C形成的雙極點二階系統(tǒng)外到具有由輸出濾波電容和輸出負載的動態(tài)阻抗（額定電流下LED的ΔV/ΔI）組成的單極的一階系統(tǒng)。輸出濾波電容形成的輸出極點頻率與輸出負載動態(tài)阻抗由下式

給出，其中R勞工處是LED負載的動態(tài)阻抗（本應(yīng)用中使用的LED為4.5Ω）。代入此方程中的已知值得到 F小二= 1.88kHz。

電壓控制環(huán)路的直流增益（在最大占空比下，從電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器的輸出）由下式

給出，其中6V/V是圖2中U1內(nèi)部差分電壓放大器的增益。代入此等式中的已知值得到 GP= 0.75V/V。

為了補償電壓控制環(huán)路（使環(huán)路穩(wěn)定并具有足夠的相位裕量），請注意環(huán)路交越頻率（FC） 應(yīng)低于 RHP 零頻率的五分之一。為了在此應(yīng)用中獲得良好的相位裕量，我們選擇交越頻率為RHP零頻率的十分之一：

代入此方程中的已知值得到 FC= 1.77kHz。

電壓誤差放大器的傳遞函數(shù)具有主極點（F小二）、零 （FZ1） 來補償輸出極點 F小二和高頻極點（F小二).補償零點（FZ1） 放置在輸出極點頻率處。使用以下公式計算增益值（在 FZ1） 導(dǎo)致總環(huán)路增益在 F 時超過 0dBC：

代入該等式中的已知值得到AEA1 = 1.25V/V。

電阻R14和R12確定增益AEA1：

在此公式中，將R12設(shè)置為2.2kΩ的任意值，得到R14 = 2.75kΩ。

C14 和 R14 確定補償零 F 的位置Z1.按如下方式計算 C14 的值：

代入該等式中的已知值得到C14 = 30.8nF，100nF值是合理的。較高的值可提高 PWM 性能，并通過在 PWM 關(guān)閉期間打開開關(guān) Q14 來保持 C3 中的電荷。此操作在低頻 PWM 調(diào)光部分中進行了說明。

C12放置一個高頻極點（F小二） 的開關(guān)頻率的一半。將此 C12 值計算為

代入此等式中的已知值得到 C12 = 386pF，其中 470pF 值是合理的。

PWM 調(diào)光和 LED 保護

LED通過連接到PWMDIM輸入的低頻PWM信號（施加于圖1電路的外部信號）調(diào)暗。該PWM信號的幅度可以在3V至10V范圍內(nèi)，頻率可以高達2kHz。與該電路中的 LED 串聯(lián)的外部 MOSFET （Q1） 使 LED 電流能夠快速導(dǎo)通和關(guān)斷并快速穩(wěn)定。Q1 在 PWM 開啟期間開啟，在 PWM 關(guān)閉期間關(guān)閉。當 LED 熄滅時，U3 下拉 CLP（U2 引腳 16）以禁用 PWM 開關(guān)并關(guān)閉 Q2。

小信號MOSFET Q3執(zhí)行一項重要功能，在PWM調(diào)光期間影響LED電流控制環(huán)路的響應(yīng)時間。它在PWM關(guān)斷時間內(nèi)關(guān)閉，隔離C12/C14，使其電荷在關(guān)斷時間內(nèi)保持不變。當PWM重新導(dǎo)通時，電壓誤差放大器的輸出幾乎可以立即取向先前的穩(wěn)態(tài)值，從而確保LED電流幾乎在LED導(dǎo)通后立即達到其設(shè)定值。

通用運算放大器 （U1） 可在 LED 溫度達到 85°C 時阻斷其電流，從而保護 LED。 溫度由愛普科斯 （EPCOS） NTC電阻器檢測。它安裝在LED板上，假設(shè)10°C時的值為25kΩ，使運算放大器能夠控制U2的EN輸入（引腳11），使LED在85°C時關(guān)斷，在75°C時重新導(dǎo)通。?

如果沒有過壓保護，升壓輸出電壓可能會因開路LED而增加到不安全的水平。圖1所示電路在升壓輸出電壓達到33.5V時關(guān)斷轉(zhuǎn)換器，從而防止該故障。當 U2 的 OVI 輸入端（引腳 15）上的電壓超過 1.276V（R5/R7 電阻分壓器設(shè)置的閾值，對應(yīng)于所需的 33.5V 過壓限值）時，它通過關(guān)閉 PWM 開關(guān)來實現(xiàn)此保護。為了保持過壓門限的精度，請選擇低于7kΩ的R25值。然后，使用以下公式計算對應(yīng)于所需過壓閾值的R5值：

其中VOVT是所需的閾值。

圖2（9V電源）和圖3（15V電源）的波形表明，通過調(diào)節(jié)電感電流，可以在不同的電源電壓下保持恒定的LED電流。典型實現(xiàn)的 PC 布局如圖 4 所示。

圖2.圖1電路采用9V輸入電源工作，產(chǎn)生LED電流（CH3）和電感電流（CH1）的波形。（電感電流為 IL1 = VOUTV/（135 × R15），其中 OUTV 在 U2 引腳 13 處測量。在 2A 時，LED 正向電壓為 26.5V。

圖3.圖1電路采用15V輸入電源工作，產(chǎn)生LED電流（CH3）和電感電流（CH1）的波形。（電感電流為 IL1 = VOUTV/（135 × R15），其中 OUTV 在 U2 引腳 13 處測量。

圖4.該板包含圖1所示的LED驅(qū)動電路。

審核編輯：郭婷