本應(yīng)用筆記詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅(qū)動器的分步設(shè)計過程。這個過程可以加快原型制作速度,并增加一次性成功的機會。給出了一個典型的設(shè)計方案,以及基于設(shè)計約束的計算示例。討論了組件選擇的權(quán)衡。包括一個電子表格計算器 (XLS),以幫助計算外部組件值。本應(yīng)用筆記重點介紹降壓-升壓轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)。但是,只要理解基本方程,相同的過程就可以應(yīng)用于其他拓撲。
介紹
本應(yīng)用筆記是系列筆記中的第二篇,詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅(qū)動器的分步設(shè)計過程,以加快原型設(shè)計速度,增加一次通過成功的機會。MAX16833為峰值電流模式控制的LED驅(qū)動器,能夠以幾種不同的架構(gòu)驅(qū)動LED串:升壓、降壓-升壓、SEPIC、反激式和高邊降壓拓撲。本應(yīng)用筆記第1部分重點介紹降壓-升壓拓撲。
MAX16833具有多種特性:調(diào)光驅(qū)動器設(shè)計用于驅(qū)動外部p溝道MOSFET,極快的PWM電流切換至LED,無瞬態(tài)過壓或欠壓,模擬調(diào)光,100kHz至1MHz之間的可編程開關(guān)頻率,以及用于頻率抖動的斜坡輸出或電壓基準(zhǔn),用于精確設(shè)置LED電流,只需很少的外部元件。
對于第 2 部分中的設(shè)計示例,以 4A 的恒定電流驅(qū)動 1 個 LED 串。假設(shè)每個LED的典型正向壓降為3V,動態(tài)電阻為0.2Ω。還假設(shè)LED驅(qū)動器電路直接由汽車電池供電,其典型電壓為12V,但可以在6V至16V之間變化。由于LED燈串電壓在輸入電壓范圍內(nèi),因此選擇降壓-升壓配置。
圖1.典型工作電路。
電感器選擇(降壓-升壓)
為了選擇合適的電感值,必須首先計算最大占空比:
(公式1) |
其中VLED是以伏特為單位的LED串的正向電壓,VD是整流二極管的正向壓降(約0.6V),VIMIN是以伏特為單位的最小輸入電源電壓,VFET是以伏特為單位的開關(guān)MOSFET導(dǎo)通時的平均漏源電壓(最初假設(shè)為0.2V)。
最大占空比和LED電流決定了平均電感電流。
(公式2) |
峰值電感電流定義如下:
(公式3) |
其中 ΔIL是以安培為單位的峰峰值電感電流紋波。
最后,可以計算出最小電感值:
(公式4) |
下面是基于引言中概述的設(shè)計問題的數(shù)值示例。選擇電感電流紋波為50%。較低的紋波電流需要更大(通常更昂貴)的電感。更高的紋波電流需要更多的斜率補償和更大的輸入電容。
(公式5) | |
(公式6) | |
(公式7) | |
(公式8) |
確定最小電感值后,必須選擇接近L的實際電感值最低盡可能不下水。使用所選電感值重新計算峰值電感電流和紋波。這些數(shù)字對于以后的其他計算是必需的。
L實際= 8.2μH | (公式9) |
(公式10) | |
(公式11) |
確保所選電感的額定電流高于ILP.通常,電感峰值電流使用20%裕量。
開關(guān)場效應(yīng)管選擇
選擇額定承受最大輸出電壓的開關(guān) MOSFET。
VDS = (VLED + VINMAX + VD) × 1.2 | (公式12) |
保證金包括系數(shù) 1.2。
開關(guān) MOSFET 的額定值也必須能夠處理最大 RMS 電流。
(公式13) |
我在哪里數(shù)字版權(quán)管理系統(tǒng)是開關(guān) MOSFET 的漏極有效值電流,單位為安培。
整流二極管選擇
整流二極管可能是導(dǎo)致整體功率損耗的主要原因。選擇具有低正向壓降的肖特基二極管,該二極管的額定值可處理平均LED電流。
ID = ILAVG × (1 - DMAX) × 1.2 | (公式14) |
保證金包括系數(shù) 1.2。
此外,請確保肖特基二極管的反向電壓額定值比 (V發(fā)光二極管+ V英馬克斯),二極管兩端的最大預(yù)期反向電壓。
調(diào)光場效應(yīng)管選擇
選擇在工作溫度比 LED 電流高 30% 時具有連續(xù)額定電流的調(diào)光 MOSFET。調(diào)光 MOSFET 的漏源電壓額定值必須比 V 高 20%發(fā)光二極管.
輸入電容選擇
在降壓-升壓轉(zhuǎn)換器中,輸入電流是連續(xù)的(假設(shè)輸出電容接地;參見輸出電容連接部分),因此RMS紋波電流很低。大容量電容和ESR都會影響輸入紋波。假設(shè)大容量電容和ESR的紋波貢獻相等,如果鋁電解電容和陶瓷電容器并聯(lián)使用。如果僅使用陶瓷電容器,則大部分輸入紋波來自大容量電容(因為陶瓷電容器具有非常低的ESR)。使用公式15和16計算最小輸入大容量電容和最大ESR:
(公式15) |
其中 ΔVQ_IN是電容放電引起的輸入紋波部分。
(公式16) |
其中 ΔVESR_IN是ESR引起的輸入紋波。
假設(shè)可以容忍最大120mV的輸入紋波(V的2%)英明).此外,假設(shè)該輸入紋波的95%來自大容量電容。如果實際組件不容易獲得計算值,則可能需要重新考慮此假設(shè)。根據(jù)規(guī)定的設(shè)計規(guī)格,輸入電容的計算方法如下:
(公式17) | |
(公式18) |
并聯(lián)使用兩個 4.7μF 電容器,以實現(xiàn) 7.5μF 的最小大容量電容。確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求(電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低)。
輸出電容器選擇
輸出電容器的目的是在開關(guān) MOSFET 導(dǎo)通時減小 LED 的輸出紋波和源電流。大容量電容和ESR都會影響總輸出電壓紋波。如果使用陶瓷電容器,大部分紋波來自大容量電容。使用公式19計算所需的大容量電容:
(公式19) |
其中 ΔVQ_OUT是電容器放電引起的輸出紋波部分。
剩余紋波,ΔVESR_OUT,來自輸出電容ESR,其計算公式如下:
(公式20) |
要確定允許的總輸出紋波,請將允許的LED電流紋波乘以LED串的動態(tài)阻抗。LED的動態(tài)阻抗定義為工作LED電流下的ΔV/ΔI,可通過LED數(shù)據(jù)手冊中的I-V曲線確定。如果LED數(shù)據(jù)手冊中未提供I-V曲線,則必須手動測量。
并聯(lián)使用多個陶瓷電容器,以降低大容量輸出電容的有效ESR和ESL。
在PWM調(diào)光期間,陶瓷輸出電容可能會產(chǎn)生一些可聞噪聲。為了降低這種噪聲,將電解電容器或鉭電容器與陶瓷電容器結(jié)合使用,以提供所需的大部分大容量電容。也可以使用低噪聲陶瓷電容器。1
假設(shè)最大 LED 電流紋波為 0.1 × I發(fā)光二極管.此外,假設(shè)所選 LED 的動態(tài)阻抗為 0.2Ω(0 個 LED 串的總阻抗為 8.4Ω)。然后按如下方式計算總輸出電壓紋波:
VOUTRIPPLE = 0.1A × 0.8Ω = 80mV | (公式21) |
假設(shè)大容量電容的紋波貢獻為95%,輸出電容的計算公式如下:
(公式22) | |
(公式23) |
并聯(lián)使用三個 10μF 電容器和一個 4.7μF 電容器,以實現(xiàn) 30μF 的最小輸出電容。 確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求(電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低)。
過壓保護
如果 LED 開路,轉(zhuǎn)換器會嘗試增加輸出電壓以達到所需的 LED 電流。這意味著輸出電壓可能接近不安全的水平。提供OVP輸入以檢測過壓情況并限制輸出電壓。如果 V過壓保護超過1.23V,NDRV強制低電平,直到V過壓保護放電至1.16V。
對于降壓-升壓配置,輸出電壓等于輸入電壓加上LED電壓。五世OV選擇的跳變點應(yīng)高于正常工作期間預(yù)期的最大輸出電壓。
VOV > VINMAX + VLEDMAX | (公式24) |
(公式25) |
對于此設(shè)計示例,假設(shè) VOV需要 42V。選擇 ROVP2為10kΩ,則
(公式26) |
MAX16833為電流模式控制的LED驅(qū)動器,這意味著電感電流和LED電流的信息被反饋到環(huán)路中。
LED 電流感應(yīng)
LED 電流由串聯(lián)高邊檢流電阻器或施加到 ICTRL 輸入端的電壓進行設(shè)置。
如果 VICTRL > 1.23V,則內(nèi)部基準(zhǔn)將RCS_LED兩端的電壓調(diào)節(jié)至 200mV(VISENSE+ - VISENSE-)。因此,檢流電阻RCS_LED設(shè)置LED電流。
(公式27) |
如果 VICTRL<1.23V,則LED電流由RCS_LED和 VICTRL.這允許LED通過模擬電壓調(diào)暗。
(公式28) |
請注意,當(dāng) VICTRL= 1.23V,兩個方程相同。
開關(guān) FET 電流檢測和斜率補償
當(dāng)占空比大于50%時,負載瞬態(tài)會導(dǎo)致次諧波振蕩和環(huán)路不穩(wěn)定,而無需斜率補償。為了保持環(huán)路穩(wěn)定,添加一個電阻(R南卡羅來納州從CS到開關(guān)MOSFET的源極)。MAX16833內(nèi)部有一個電流源,通過R供電電流南卡羅來納州創(chuàng)建電壓 V南卡羅來納州.該電壓與R兩端的電壓相加CS_FET并將結(jié)果與參考進行比較。
VCS = VSC + VCS_FET | (公式29) |
保持穩(wěn)定性所需的最小斜率補償電壓為:
VSCMIN = 0.5 × (inductor current downslope - inductor current upslope) × RCS_FET | (Eq. 30) |
RCS_FET,F(xiàn)ET 電流檢測電阻同時具有開關(guān) MOSFET 電流和流過它的斜率補償電流。
圖2.斜率補償。
斜率補償電壓定義如下:
(Eq. 31) |
為了計算最小必要的斜率補償電壓,假設(shè)最小電源電壓和最小電感值:
(Eq. 32) | |
(Eq. 33) |
因此:
(Eq. 34) |
包括系數(shù) 1.5 以提供足夠的保證金。
(Eq. 35) |
確定RCS_FET后,RSC 的計算方法如下:
(Eq. 36) |
根據(jù)規(guī)定的設(shè)計規(guī)格,斜率補償和檢流電阻的計算方法如下:
(Eq. 37) | |
(Eq. 38) |
最接近的標(biāo)準(zhǔn)電阻值為75mΩ。
(Eq. 39) |
誤差放大器補償
在降壓-升壓配置中,開關(guān)轉(zhuǎn)換器具有右半平面(RHP)零點,導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定。環(huán)路補償?shù)哪繕?biāo)是確保環(huán)路增益>0dB(和足夠的相位裕量)的相移小于180°。通過增加左半平面(LHP)極點,環(huán)路增益可以在大約1/5 fZRHP時滾降到0dB,并且可以避免RHP零點引起的不穩(wěn)定。誤差放大器必須進行補償,以確保在所有預(yù)期的工作條件下變化下的環(huán)路穩(wěn)定性。最壞情況下的 RHP 零頻率計算如下:
(Eq. 40) |
開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出端還有一個極點。輸出極點fP2的計算公式如下:
(Eq. 41) |
其中,COUT是上面計算的大容量輸出電容,ROUT是有效輸出阻抗。
(Eq. 42) |
其中 RLED 是 LED 串在工作電流下的動態(tài)阻抗,單位為歐姆。
通過從 COMP 到 SGND 添加串聯(lián)電阻和電容(RCOMP 和 CCOMP)來補償環(huán)路。RCOMP設(shè)置交越頻率,CCOMP設(shè)置積分器零頻率。為獲得最佳性能,請使用以下公式:
(Eq. 43) | |
(公式44) |
CCOMP和誤差放大器的輸出阻抗根據(jù)以下公式設(shè)置主極點頻率:
(公式45) |
假設(shè) ROUTEA 比 RCOMP 大得多。MAX16833數(shù)據(jù)資料中未指定ROUTEA,但可以根據(jù)誤差放大器的跨導(dǎo)和開環(huán)增益計算得出。首先,將75dB的開環(huán)增益從分貝轉(zhuǎn)換為伏特/伏特。
(公式46) |
然后ROUTEA可以按如下方式計算:
(公式47) |
以下設(shè)計示例:
(公式48) | |
(公式49) | |
(公式50) | |
(公式51) |
最接近的標(biāo)準(zhǔn)電阻值為82Ω。
(公式52) |
最接近的標(biāo)準(zhǔn)電容值為0.47μF。
(公式53) |
環(huán)路響應(yīng)和相位裕量
我們可以近似相位裕量(ΦM) 如下:
(公式54) |
通過將交越頻率設(shè)置為 f 的 1/5中聯(lián),將積分器零 (f子) 在 f 處小二,并假設(shè) f小二遠小于 fC,則公式簡化為以下內(nèi)容:
ΦM = 90° - tan-1(0.2) = 79° | (公式55) |
圖3顯示了基于上述外部元件選擇的仿真波特圖。交越頻率為5.5kHz,相位裕量為79°。交越頻率略低于手動計算值,但完全在預(yù)期范圍內(nèi)。
圖3.波特圖模擬。
計算和仿真環(huán)路響應(yīng)既是設(shè)計HB LED驅(qū)動器原型的好主意,也是重要步驟。但是,在原型組裝完成后,還應(yīng)在實驗室中驗證環(huán)路響應(yīng)。
使用網(wǎng)絡(luò)分析儀和變壓器將小信號注入環(huán)路并測量響應(yīng)。有關(guān)典型的增益和相位測量設(shè)置,請參見圖4。
圖4.用于測量環(huán)路增益和相位響應(yīng)的設(shè)置。
交流信號需要注入小電阻上的反饋路徑,并在電阻的兩側(cè)進行測量。由于該設(shè)計已經(jīng)有一個100Ω電阻與ISENSE輸入串聯(lián),因此無需斷開環(huán)路。交流信號可以在100Ω電阻兩端注入。
環(huán)路響應(yīng)應(yīng)在滿載電流下進行,并且沒有模擬或PWM調(diào)光,因此請確保PWMDIM和ICTRL在測試期間都很高。此外,測量應(yīng)以最低預(yù)期輸入電壓進行。
檢查以確保網(wǎng)絡(luò)分析儀測量的交越頻率和相位裕量接近計算值。
設(shè)計電路以適應(yīng)多種應(yīng)用
很多時候,不希望為每個應(yīng)用進行新設(shè)計。如果兩個應(yīng)用之間的差異很小,系統(tǒng)設(shè)計人員可以選擇在兩個應(yīng)用中使用相同的電路,并接受隨之而來的性能權(quán)衡。
建議設(shè)計人員評估并了解其電路在所有不同條件下的行為。這些條件包括最小和最大輸入電壓范圍、被驅(qū)動 LED 的最小和最大數(shù)量、LED 串的陰極是連接到 GND(升壓)還是 IN(降壓-升壓)等。
使用提供的電子表格計算器 (XLS),可以輕松插入上述方案,并查看哪一個指示最小組件值。
圖5.MAX16833通用方案,支持升壓或降壓-升壓配置。
輸出電容連接
降壓-升壓LED驅(qū)動器的輸出電容通常從肖特基二極管的陰極連接到PGND。但是,輸出電容也可以從肖特基二極管的陰極連接到V在.圖6顯示了連接降壓-升壓LED驅(qū)動器輸出電容的兩個選項。選項 A 是標(biāo)準(zhǔn)方法,通常可提供最佳的 EMI 性能。但是,由于LED陰極連接到輸入端,因此LED電壓容易受到線路瞬態(tài)條件的影響。通過在LED兩端連接輸出電容,可以降低線路瞬態(tài)脆弱性。選項B的缺點是將輸入電流從連續(xù)變?yōu)椴贿B續(xù),從而增加輸入上的電壓紋波并損害EMI性能。
圖6.用于連接降壓-升壓 LED 驅(qū)動器輸出電容的兩種不同選項。
結(jié)論
完整的降壓-升壓LED驅(qū)動器原理圖如圖7所示。通過遵循本應(yīng)用筆記中概述的分步設(shè)計流程,可以在項目的調(diào)試和測試階段節(jié)省大量時間。
圖7.基于示例計算的典型應(yīng)用電路。
審核編輯:郭婷
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