4.線性穩(wěn)壓器的關鍵技術

所有的電壓穩(wěn)壓器都使用反饋回路以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋信號在通過回路后都會在增益和相位上有所改變。一般通過在單位增益（0dB）頻率下的相位偏移總量可以確定回路的穩(wěn)定性。對于任何高增益反饋環(huán)路來說，環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)中極點和零點的位置都決定其穩(wěn)定性。

為了了解穩(wěn)定性需要使用波特圖（Bode Plots）（圖4.1），它將回路的增益（dB）表示為頻率的函數(shù)。波特圖是很方便的工具因為它包含判斷閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性的所有必要信息。為了從波特圖中獲得必要的信息需要先了解幾個關鍵點：環(huán)路增益（loop gain），相位裕度（phase margin）和零點（Zeros）、極點（poles）。

圖4.1 波特圖

4.1.環(huán)路增益（Loop Gain）

每個閉環(huán)系統(tǒng)都有個特性叫做環(huán)路增益。在穩(wěn)壓器的分析中，環(huán)路增益定義為反饋信號通過整個回路后的電壓增益。為了更好的解釋這個概念，將圖3.5LDO的框圖修改為如下圖所示：

圖4.2 環(huán)路增益示例圖

變壓器用來將AC信號發(fā)射到‘A’、‘B’點間的反饋回路。利用這個變壓器，小信號正弦波來調制反饋信號。測量A、B點間交流電壓并用來計算環(huán)路增益。 環(huán)路增益定義為兩點電壓的比：

Loop Gain ＝ Va/Vb

特別需要注意的是，從Vb點開始傳輸?shù)男盘柾ㄟ^回路時會出現(xiàn)相位偏移，最終到達Va點。相位偏移的多少決定了回路的穩(wěn)定性。

所有的穩(wěn)壓器都用到了反饋以使輸出電壓穩(wěn)定。輸出電壓是通過電阻分壓器進行采樣的（如圖4.2），并且該分壓信號反饋到誤差放大器的一個輸入端。

因為誤差放大器的另一個輸出端連接到一參考電壓源上，誤差放大器將會調整輸出到調整管的輸出電流以保持DC電壓的穩(wěn)定輸出。 必須要注意，為了達到穩(wěn)定的回路就必須使用負反饋（negative feedback）。負反饋（有時稱為degenerative feedback）就與源信號的極性相反（如圖4.3）。

圖 4.3

由于與源的極性相反，負反饋總會阻止任何的輸出變化。也就是說，如果輸出電壓想要變高（或變低），回路總會阻止其到正常值。 正反饋（Positive Feedback） 當反饋信號與源信號有相同的極性時就會發(fā)生正反饋。此時，回路響應會與發(fā)生變化的方向一致。這樣明顯不能達到穩(wěn)定，因為不能消除輸出電壓的改變，反而將變化趨勢擴大了。很明顯不會有人在線性穩(wěn)壓器件中使用正反饋，但是如果出現(xiàn)180°的相移，負反饋就成為正反饋了。

4.2.相位裕度

講相位裕度之前需要先解釋相位偏移。相位偏移就是反饋信號經(jīng)過整個回路后出現(xiàn)的相位轉變的總和（相對起始點）。相移（用度表示）通常使用網(wǎng)絡分析儀（network analyzer）測量。

圖 4.4 相移圖

理想的負反饋信號與源信號相位差180°（如圖4.4），因此它的起始點在-180°。在圖3.3中可以看到這180°的偏置。也就是波型差半個周期。可以看到，從-180°開始，增加180°的相移，就會使信號相位回到零度。這也就使反饋信號與源信號相位相同了，并使回路不穩(wěn)定。

相位裕度（單位為度）定義為在環(huán)路增益等于0dB時，反饋信號總的相位偏移與－180°的差。一個穩(wěn)定的回路一般需要20°的相位裕度。相位偏移和相位裕度可以通過波特圖中的零、極點計算獲得。

4.3.極點

極點就是增益曲線中斜率為－20dB/十倍頻程的點。每添加一個極點，斜率增加20dB/十倍頻程。增加n個極點，n×（－20dB/十倍頻程），如圖4.5。

每個極點表示的相位偏移都是與頻率相關的，相移從0到－90°（增加極點就增加相移）。最重要的一點是幾乎所有由極點（或零點）引起的相移都是在十倍頻程范圍內(nèi)。注意：一個極點只能增加－90°的相移，所以最少需要兩個極點來到達－180°（不穩(wěn)定點）。

圖 4.5 極點增益/相位圖

4.4.零點

零點（如圖4.6）在增益曲線中斜度為＋20dB/十倍頻程的點。

圖4.6 零點增益/相位圖

零點產(chǎn)生的相移為0到＋90°，在曲線上有＋45°角的轉變。首先要知道的是零點就是“反極點”，它在增益和相位上的效果與極點恰恰相反。這也就是為什么要在LDO的回路中添加零點的原因：它可以抵消極點的效果，否則電路會不穩(wěn)定。

4.5.線性穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性分析

下面用一個包含三個極點和一個零點的波特圖（如圖4.7）來分析增益和相位裕度。假設直流增益為80dB，第一個極點發(fā)生在100Hz處。在此頻率時，增益曲線的斜度變?yōu)椋?0dB/十倍頻程。 1kHz處的零點使斜度變?yōu)?dB/十倍頻程，到10kHz處增益曲線又變成－20dB/十倍頻程。在100kHz處的第三個也是最后一個極點將增益斜度最終變?yōu)椋?0dB/十倍頻程。

圖 4.7 帶有相位信息的波特圖

也可以從圖中看到單位增益點（0dB）交點頻率是1MHz。0dB頻率通常稱為回路帶寬（loop bandwidth）。 相位偏移圖表示了零、極點的不同分布對反饋信號的影響。為了產(chǎn)生這個圖，就要根據(jù)分布的零極點計算相移的總和。在任意頻率（f）上的極點相移，可以通過下式計算獲得：

極點相移＝ －arctan(f/fp)

在任意頻率（f）上的零點相移，可以通過下式計算獲得：

零點相移＝ －arctan(f/fz)

此回路穩(wěn)定么？為了回答這個問題，我們只需要知道0dB時的相移（是1MHz）。根本無需復雜的計算。 前兩個極點和第一個零點分布使相位從－180°變到＋90°，最終導致網(wǎng)絡相位轉變到－90°。最后一個極點在十倍頻程中出現(xiàn)了0dB點。使用零點相移公式，該極點產(chǎn)生了－84°的相移（在1MHz時）。加上原來的－90°相移，全部的相移是－174°（也就是說相位裕度是6°）。該回路可能引起振蕩。

在實際使用中，線性穩(wěn)壓器需要使用到補償措施。

4.5.1NPN穩(wěn)壓器的補償

NPN 穩(wěn)壓器的調整管（見圖3.5）的連接方式是共集電極的方式。所有共集電極電路的一個重要特性就是低輸出阻抗。也就意味著電源范圍內(nèi)的極點出現(xiàn)在環(huán)路增益曲線的高頻部分。由于NPN穩(wěn)壓器沒有固有的低頻極點，所以它使用了一種稱為主極點補償（dominant pole compensation）的技術。此時，在IC的內(nèi)部集成了一個電容，該電容在環(huán)路增益的低頻端添加了一個極點（如圖4.8）。

圖4.8 NPN穩(wěn)壓器的波特圖

NPN穩(wěn)壓器的主極點（P1）一般設置在100Hz處。100Hz處的極點將增益減小為－20dB/十倍頻程直到3MHz處的第二個極點（P2）。在P2處，增益曲線的斜率又增加了－20dB/十倍頻程。 P2點的頻率主要取決于NPN功率管及相關驅動電路，因此有時稱此點為功率極點（power pole）。

因為P2點在環(huán)路增益為－10dB處出現(xiàn)，也就表示了0dB頻率處（1MHz）的相位偏移會很小。

為了確定穩(wěn)定性，只需要計算0dB頻率處的相位裕度： 第一個極點（P1）會產(chǎn)生－90°的相位偏移，但是第二個極點（P2）只增加了－18°的相位偏移（1MHz處）。也就是說0dB點處的相位偏移為－108°，相位裕度為72°（非常穩(wěn)定）。

應該提起注意的是，回路很顯然是穩(wěn)定的。因為需要兩個極點才有可能使回路要達到－180°的相位偏移（不穩(wěn)定點），而P2又分布在高頻位置，它在0dB處的相位偏移就很小了。

4.5.2LDO的補償

基于PNP管的 LDO和基于PMOS管的 LDO的傳遞函數(shù)具有幾個影響穩(wěn)定性的極點：

主極點（圖4.9中的P0）由誤差放大器決定；它是由放大器的gm通過內(nèi)部補償電容CCOMP一起控制和確定的。主極點對上述所有LDO結構都是共同的。

第二極點（P1）由輸出電抗（指輸出電容和負載電容以及負載阻 抗）決定。這使得應用問題更難處理，因為這些電抗會影響環(huán)路的增益和帶寬。

第三極點（P2）由調整管附近的寄生電容決定。在相同條件下，PNP功率晶體管的單位增益頻率（fT）比NPN晶體管的fT低很多。

圖4.9 LDO的幅頻特性

如圖4.9所示，每個極點產(chǎn)生每10倍頻程20 dB的增益下降并且伴隨90°的相移。因為這里所討論的LDO有多個極點，所以如果單位增益頻率處的相移達到－180°，線性穩(wěn)壓器會變得不穩(wěn)定。圖4還示出了容性負載對穩(wěn)壓器的影響，其等效串聯(lián)電阻（ESR）會在傳遞函數(shù)中增加一個零點（ZESR）。該零點有助于補償其中一個極點，并且如果該極點出現(xiàn)在單位增益頻率以下時有助于穩(wěn)定環(huán)路并且保持相應頻點的相移低于－180°。

ESR對于維持穩(wěn)定性可能是至關重要的，特別對于使用縱向PNP調整管的LDO。然而，由于電容器的寄生特性，所以ESR不總是好控制。電路可能需要ESR集中在某個窗口范圍內(nèi)以確保LDO工作在對于所有輸出電流都穩(wěn)定的區(qū)域（見圖4.10）。雖然原則上選擇具有合適ESR的合適電容器（要求頻率響應曲線在穿過0 dB之前下降得足夠快，并且在達到相關極點P2之前向低于0 dB增益方向減小得足夠滿）非常困難。實際考慮還會增加更多的困難：ESR隨著產(chǎn)品型號變化；大批量生產(chǎn)使用的最小電容值需要進行基準測試，包括最小環(huán)境溫度和最大負載的極端條件。

圖4.10穩(wěn)定性隨輸出電流IOUT和負載電容的ESR變化

4.5.2.1使用ESR補償LDO

等效串聯(lián)電阻（ESR）是每個電容共有的特性?？梢詫㈦娙荼硎緸殡娮枧c電容的串聯(lián)（如圖4.11）。

圖4.11 電容器的等效ESR

輸出電容的ESR在環(huán)路增益中產(chǎn)生一個零點，可以用來減少負相移。零點出現(xiàn)的頻率值與ESR和輸出電容值直接相關：

Fzero＝ 1/(2π×Cout×ESR)

使用上一節(jié)的例子（圖4.9顯示的波特圖），我們假設輸出電容值Cout＝10uF而且輸出電容的ESR＝1Ω。則零點發(fā)生在16kHz。

圖4.12顯示了添加此零點如何使不穩(wěn)定系統(tǒng)變?yōu)榉€(wěn)定系統(tǒng)：

圖4.12 用ESR零點穩(wěn)定LDO

回路的帶寬增加了所以0dB的交點頻率從30kHz移到了100kHz。到100kHz處該零點總共增加了＋81°相移。也就是減少了PL和P1造成的負相移。 因為極點Ppwr處在500kHz，在100kHz處它僅增加了-11°的相移。累積所有的零、極點，0dB處的總相移現(xiàn)在為-110°。也就是有＋70°的相位裕度，系統(tǒng)非常穩(wěn)定。 這也就解釋了具有正確ESR值的輸出電容是可以產(chǎn)生零點來穩(wěn)定LDO系統(tǒng)的。

4.5.2.2ESR和LDO的穩(wěn)定性

通常所有的LDO都會要求其輸出電容的ESR在一定范圍之內(nèi)以保證穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性。LDO制造商會提供一系列由輸出電容ESR和負載電流組成的定義穩(wěn)定范圍的曲線，如圖4.13所示，作為選擇電容時候的參考。

圖4.13 LDO的ESR 穩(wěn)定范圍曲線

要解釋為什么有這些范圍存在，可以由前面提到的例子來說明ESR的高低對相位裕度的影響。

高ESR

同樣使用前文提到的例子，假設10uF輸出電容的ESR增加為20Ω。這將使零點的頻率降低到800Hz（如圖4.14）。降低零點的頻率就會使回路的帶寬增加，使它的0dB的交點頻率從100kHz變到2MHz。 帶寬的增加意味著極點Ppwr會出現(xiàn)在帶寬內(nèi)（對比圖3.12）。分析圖3.14曲線的相位裕度，可以發(fā)現(xiàn)如果同時拿掉該零點和P1或PL中的一個極點，對曲線的形狀影響很小。

圖4.14 高ESR引起回路振蕩的波特圖

也就是說該回路由發(fā)生－90°相移的低頻極點和發(fā)生－76°相移的高頻極點Ppwr共同影響。 盡管還有14°的相位裕度（可能穩(wěn)定）。但很多測試數(shù)據(jù)顯示，當ESR＞10Ω時由于其它的高頻極點的分布（在此簡單模型中未表示）很可能會引入不穩(wěn)定性。

低ESR

具有很低的ESR的輸出電容由于一些不同的原因也會產(chǎn)生振蕩。繼續(xù)用前面的例子，把10uF輸出電容的ESR降低到50mΩ，則零點的頻率會變到320kHz（如圖4.15）。

圖4.15 低ESR引起的回路不穩(wěn)定

不用計算也能知道系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。兩個極點P1和PL在0dB處共產(chǎn)生了－180°的相移。因為本系統(tǒng)如果想穩(wěn)定，則零點應該在0dB點之前提供正相移。然而，因為零點在320kHz處，已經(jīng)在系統(tǒng)帶寬之外了，所以沒有起到補償作用。

4.5.2.3LDO輸出電容的選擇

因為輸出電容是用來補償LDO的，所以選擇時必須仔細?；旧纤械腖DO應用中引起的振蕩都是因為輸出電容的ESR過高或過低。電容器類型的選擇很重要。最合適的電容器是鉭電解電容器（除了一些專門設計使用陶瓷電容的LDO，例如：LP2985），盡管具有大容量的鉭電解電容器尺寸很大。鋁電解電容器的尺寸很小，但其ESR在低溫時會變差，并且在－30℃以下無法正常工作。多層陶瓷電容器類型無法為普通的LDO提供足夠的電容。測試一個AVX的4.7uF的鉭電容可知它在25℃時ESR為1.3Ω，該值處在穩(wěn)定范圍的中心（如圖4.13）。 另一點非常重要，AVX電容的ESR在－40℃到＋125℃溫度范圍內(nèi)的變化小于2:1。鋁電解電容在低溫時的ESR會變大很多，所以不適合作LDO的輸出電容。 必須注意大的陶瓷電容（≥1uF）通常會用很低的ESR（＜20mΩ），這幾乎會使所有的LDO產(chǎn)生振蕩（除了明確指出可以用陶瓷電容做輸出匹配的）。如果使用陶瓷電容就要串聯(lián)電阻以增加ESR。大的陶瓷電容的溫度特性很差（通常是Z5U的），也就是說在工作范圍內(nèi)的溫度的上升和下降會使容值成倍的變化。

4.5.3準LDO的補償

在考慮準LDO（如圖3.6）的穩(wěn)定性和補償?shù)膯栴}時，首先考慮到它兼有LDO和NPN穩(wěn)壓器的特性。因為準LDO利用NPN調整管，它的共集電極組合也就使它的輸出極（射極）看上去有相對低的阻抗。 然而，由于NPN的基極是由高阻抗PNP電流源驅動的，所以準LDO的輸出阻抗不會達到使用NPN達林頓管的NPN穩(wěn)壓器的輸出阻抗那樣低。（但是它比真正的LDO的輸出阻抗要低）。 也就是說準LDO的功率極點的頻率比NPN穩(wěn)壓器的低，因此準LDO也需要一些補償以達到穩(wěn)定。當然了這個功率極點的頻率要比LDO的頻率高很多，因此準LDO需要更小的電容而且對ESR的要求也不很苛刻。 例如，準LDO LM1085可以輸出高達3A的負載電流卻只需10uF的鉭輸出電容來確保穩(wěn)定性。而且并未提供ESR圖，因為在此LDO應用中對電容的ESR要求很寬松。

4.5.4要求低ESR的特定LDO

隨著陶瓷電容工藝發(fā)展，容量可以做的越來越大，而便攜設備對電路面積小型化要求越來越高，許多廠家推出的LDO的輸出電容可以使用陶瓷電容之類的具有超低ESR的電容。例如國半的LP2985和LP2989，使用的電容的ESR可以低到5-10mΩ。通常這樣小的ESR會使普通的LDO引起振蕩。

為了使LDO在使用如此低的ESR時仍能夠穩(wěn)定工作，廠家已經(jīng)在芯片內(nèi)部通過使用內(nèi)置零點代替了先前的鉭電容的ESR零點。這樣做是為了將穩(wěn)定的ESR取值的上限降低。未在內(nèi)部添加零點的典型LDO的穩(wěn)定ESR的范圍一般為100mΩ到5Ω（只適合使用鉭電容并不適合使用陶瓷電容）。內(nèi)置零點的穩(wěn)定范圍是3mΩ到500mΩ因此它可以使用陶瓷電容。

要弄清穩(wěn)定范圍上限下降的原因請參考圖4.12。正如以上所提到的，此LDO零點被集成在內(nèi)部。因此外部電容產(chǎn)生的零點必須處在足夠高的頻率，這樣就不能使帶寬很寬。否則，高頻極點會產(chǎn)生很大的相移從而導致振蕩。

5.1輸出電壓(Output Voltage)

輸出電壓是低壓差線性穩(wěn)壓器最重要的參數(shù)，也是電子設備設計者選用穩(wěn)壓器時首先應考慮的參數(shù)。低壓差線性穩(wěn)壓器有固定輸出電壓和可調輸出電壓兩種類型。固定輸出電壓穩(wěn)壓器使用比較方便，而且由于輸出電壓是經(jīng)過廠家精密調整的，所以穩(wěn)壓器精度很高。但是其設定的輸出電壓數(shù)值均為常用電壓值，不可能滿足所有的應用要求，但是外接元件數(shù)值的變化將影響穩(wěn)定精度。

5.2最大輸出電流(Maximum Output Current)

由于線性穩(wěn)壓器的調整管相當于一個電阻，電流流過電阻時會發(fā)熱，因此LDO最大輸出電流主要取決于它調整管的節(jié)點溫度，封裝材料的熱阻以及工作的環(huán)境溫度。一般器件手冊上都會給出最大輸出電流的參數(shù)。關于電流計算，可以參考后文5.11功耗和節(jié)點溫度。

用電設備的功率不同，要求穩(wěn)壓器輸出的最大電流也不相同。通常，輸出電流越大的穩(wěn)壓器成本越高。為了降低成本，在多只穩(wěn)壓器組成的供電系統(tǒng)中，應根據(jù)各部分所需的電流值選擇適當?shù)姆€(wěn)壓器。

5.3壓降(Dropout Voltage)

壓降也叫輸入輸出電壓差，是低壓差線性穩(wěn)壓器最重要的參數(shù)。當輸入電壓下降到一定程度時輸出電壓將不再維持在一個恒定的電壓。該點發(fā)生在輸入電壓不斷接近輸出電壓時。在保證輸出電壓穩(wěn)定的條件下，該電壓壓差越低，線性穩(wěn)壓器的性能就越好。

圖5.1是一個典型的LDO電路，在非調整區(qū)域PMOS可以看作一個電阻，電壓降下量可以標示為：

Vdropout=Io*Ron

圖 5.1

下圖是TPS76733的輸入輸出特性，輸出1A的時候它的壓降是350mV，從輸入電壓是3.65V的時候輸出電壓就開始下降，從2V到3.65V是該LDO的非調整區(qū)域。輸入電壓如果低于2V將不會有輸出，也就是說LDO不工作。比較低的電壓降有利于提高LDO效率。

圖 5.2 一款3.3V LDO輸出電壓降圖

5.4接地電流(Ground Pin Current)

接地電路IGND也稱為靜態(tài)電流，定義為暑促電流與輸入電流的差。圖5.3定義了靜態(tài)電流Iq=Ii-Io。通常較理想的低壓差穩(wěn)壓器的接地電流很小。

圖5.3 LDO的靜態(tài)電流

靜態(tài)電流由調整管的偏置電流（比如說參考電壓消耗電流，采樣電阻消耗電流，誤差放大器消耗電流）和驅動調整管基極的電流組成。它的大小主要由調整管，LDO的結構和環(huán)境溫度決定。

對于雙極型晶體管，靜態(tài)電流隨著負載電流成比例的增加，因為雙極型晶體管是電流驅動器件。另外在非調整區(qū)域，由于發(fā)射極和基極寄生電流路徑的影響靜態(tài)電流也會增加，該寄生電流路徑是由于基極電壓比輸出電壓低所引起的。

對于MOS管，靜態(tài)電流幾乎不隨負載的變化而變化，幾乎是一個恒定值，因為MOS管是電壓驅動器件。對采用MOS管的LDO來說，對靜態(tài)電流有貢獻的只有參考電壓的消耗，采樣電阻消耗電流，誤差放大器消耗電流。因此在應用中如果對靜態(tài)電流的消耗比較苛刻的話，最好采用MOS管作為調整管的LDO。

5.5負載調整率(Load Regulation)

負載調整率是表征LDO抑制負載干擾能力的指標，直接反應了負載變化對輸出電壓的影響。可以通過圖5.4和式5-1來定義：

圖5.4 輸出電壓&電流曲線

式5-1

式中

△Vload—負載調整率

Imax—LDO最大輸出電流

Vt—輸出電流為Imax時，LDO的輸出電壓

Vo—輸出電流為0.1mA時，LDO的輸出電壓

△V—負載電流分別為0.1mA和Imax時的輸出電壓之差

LDO的負載調整率越小，說明LDO抑制負載干擾的能力越強。

提高開環(huán)增益有注意改善負載調整率。

5.6線性調整率(Line Regulation)

線性調整率是表征LDO抑制輸入電壓變化干擾能力的指標，直接表明了輸入電壓對輸出電壓穩(wěn)定性的影響?？梢酝ㄟ^圖5.5和式5-2來定義，LDO的線性調整率越小，輸入電壓變化對輸出電壓影響越小，LDO的性能越好。

圖5.5 LDO輸出電壓&輸入電壓曲線

式5-2

式中

△Vline—LDO線性調整率

Vo—LDO名義輸出電壓

Vmax—LDO最大輸入電壓

△V—LDO輸入Vo到Vmax'輸出電壓最大值和最小值之差 。

增加LDO的開環(huán)增益有助于提高線性調整率。

5.7效率

LDO的效率與輸入輸出電壓，靜態(tài)電流有關，計算公式如下：

為了盡可能提高效率，必須使壓降和靜態(tài)電流盡可能小。另外輸入和輸出電壓之間的差也應該盡可能小，因為LDO的。如果不考慮負載的話，輸入和輸出電壓的差是決定效率的一個至關重要的參數(shù)。

5.8瞬態(tài)響應

瞬態(tài)響應被定義為在輸出階躍電流條件下，輸出電壓的最大允許變化量。

瞬態(tài)響應通常與輸出電容大小，等效ESR，旁路電容，最大允許負載電流大小有關。

瞬態(tài)電壓的變化量可以定義為

Δt1與LDO閉環(huán)帶寬有關，ΔVESR是由于輸出電容的ESR導致的變化量的大小，實際應用決定了這個值應該多小。

圖5.6是一個1.2V LDO的瞬態(tài)響應過程，輸出電容的大小為4.7uF，瞬間負載吸收將近90mA的電流，電壓最大的下降量為120mV。隨后在1us的時間里LDO控制環(huán)路對負載電流的變化做出響應（Δt1=1us）,LDO的帶寬決定了Δt1大小，最后17us之內(nèi)輸出電壓達到穩(wěn)定狀態(tài)。

為了獲得更好的瞬態(tài)響應，LDO需要更寬的帶寬，更大的輸出容量，低ESR電容（當然要滿足最小ESR要求）

5.9紋波抑制比

電源噪聲抑制比也叫紋波抑制比。是衡量LDO對輸入電壓電源變動抑制的一種能力，與線性調整率不同的一點是，紋波抑制比需要考慮很寬的頻率范圍。

圖5.7 紋波抑制比

紋波抑制比的定義：

舉個例子，頻帶為100kHz范圍內(nèi)的文博抑制對于DC/DC電源給線性電源供電的結構來說非常重要，因為DC/DC電源紋波頻率正好在這個范圍之內(nèi)。圖5.7所示的100kHz到1MHz范圍內(nèi)的LDO的紋波抑制比就不怎么好。

控制環(huán)路往往是決定紋波抑制比的主要因素，大的輸出電容，低ESR，追加旁路電容能夠改善紋波抑制比。

5.10 精度

考慮到LDO線性調整率，負載調整率，參考電壓漂移，誤差放大器電壓漂移，外部取樣電阻的精度，溫度細說等綜合參數(shù)的總體影響，有了精度這個概念。

對于LDO輸出電壓變化影響最大的是溫度。因為參考電壓和誤差放大器對溫度的變化比較敏感。其次是電阻的精度。線性調整率，負載調整率，增益誤差對精度的影響只有1%到3%。

5.11 功耗和節(jié)點溫度

大多數(shù)的LDO為了確保能夠正常動作都會指定它的最大節(jié)點溫度。最大節(jié)點溫度范圍之內(nèi)，LDO不會損壞。

線性電壓調整器在工作時承載的功耗極限由器件結點(Junction)極限溫度決定 。功耗由兩部分組成:

(1) 輸出電流乘以輸入輸出電壓差 (Iout)(Vin-Vout)；

(2) GND引腳電流乘以輸入電壓 (IGND )(Vin) 。

功耗產(chǎn)生熱的溫度不能超過結點溫度極限(125℃) 。

為了保證節(jié)點溫度不至于過高，LDO的功耗必須限定在一定的范圍之內(nèi)。有必要計算最大允許功耗Pdmax和實際功耗Pd。很顯然Pd必須小于等于Pdmax。

LDO最大熱耗計算公式：

這里，Tjmax為節(jié)點最高溫度

TA為環(huán)境溫度

RΘja為節(jié)點溫度到環(huán)境溫度的熱阻

LDO功耗計算公式：

以LT1764EQ為例， 假定輸出電壓3.3V，輸入電壓范圍46V，輸出電流0500mA，最大環(huán)境溫度為50℃，則計算最大結點溫度為:

IOUT(MAX)(VIN(MAX) - VOUT) + IGND(VIN(MAX))

這里:

IOUT(MAX) = 500mA； VIN(MAX) = 6V； IGND at (IOUT = 500mA， VIN = 6V)= 10mA

于是:

P = 500mA(6V - 3.3V) + 10mA(6V) = 1.41W

DD封裝的熱阻根據(jù)敷銅面積不同取23℃/W~33℃/W， 因此結點溫升大約為:

1.41W(28℃/W) = 39.5℃

結點最大溫度為: TJMAX = 50℃ + 39.5℃ = 89.5℃< 125℃

因此，此設計是合理的。當然目前許多線性穩(wěn)壓器都具有自保護特征，如過流保護，過熱保護等。