了解低頻電荷放大器的限制、時(shí)間常數(shù)的影響，以及漂移現(xiàn)象如何也會(huì)在低頻測(cè)量中引入誤差。

在上一篇文章中，我們討論了 電荷放大器的時(shí)間常數(shù)
測(cè)量靜態(tài)信號(hào)時(shí)會(huì)限制精度。 在本文中，我們將繼續(xù)討論并更仔細(xì)地研究在低頻下使用電荷放大器的局限性。 在此過程中，我們將看到，除了時(shí)間常數(shù)之外，漂移現(xiàn)象還會(huì)在我們的低頻測(cè)量中引入誤差。

具有可調(diào)時(shí)間常數(shù)的電荷放大器

如圖1所示，一些電荷放大器的反饋路徑包含一個(gè)可切換電阻和一個(gè)復(fù)位/測(cè)量開關(guān)。 這種配置可以根據(jù)輸入信號(hào)的低頻成分調(diào)整放大器的時(shí)間常數(shù)。

***圖1. **使用可切換電阻和復(fù)位/測(cè)量開關(guān)的電荷放大器反饋路徑示例。 *

當(dāng)反饋電阻就位（即SW1閉合和SW2開路）時(shí)，在測(cè)量直流（或極低頻）信號(hào)時(shí)，有限時(shí)間常數(shù)可能是誤差源。 例如，考慮將圖2a所示的梯形加速度信號(hào)應(yīng)用于傳感器。 在這種情況下，由于系統(tǒng)的時(shí)間常數(shù)較短，輸出波形的平坦部分會(huì)隨著時(shí)間的推移而衰減（圖2b）。

*圖2. 梯形加速度信號(hào)的例子（a），輸出波形的短時(shí)間常數(shù)衰減程度（b），以及梯形信號(hào)的精確測(cè)量（c）。 圖片（改編）由 奇石樂

為了解決這個(gè)問題，應(yīng)相對(duì)于輸入脈沖寬度增加時(shí)間常數(shù)以限制誤差。 下圖可以表明，對(duì)于2%的最大誤差，輸入信號(hào)的平坦區(qū)域不應(yīng)超過放大器時(shí)間常數(shù)的2%。

T=RFCFτ=RFCF

例如，如果輸入信號(hào)保持恒定 100 秒，則時(shí)間常數(shù)應(yīng)至少為 5000 秒，以將誤差保持在 2% 以下。

事實(shí)上，RC電路的放電曲線可以被認(rèn)為是相對(duì)線性的，最高可達(dá)電路時(shí)間常數(shù)的10%左右。 基于這一點(diǎn)，我們可以確定處理靜態(tài)信號(hào)時(shí)給定持續(xù)時(shí)間內(nèi)的誤差百分比。 例如，我們可以得出結(jié)論，傳感器在 $$
\\tau 的 1% 的持續(xù)時(shí)間內(nèi)放電 1%。 Tτ.

因此，為了在準(zhǔn)靜態(tài)測(cè)量中獲得1%的精度，我們必須在傳感器時(shí)間常數(shù)的1%的時(shí)間窗口內(nèi)讀取輸出讀數(shù)。 類似的陳述最多可以做$\\tau的10%左右。 Tτ.

使用復(fù)位/測(cè)量工作模式（SW1 開路，SW2 打開或關(guān)閉，具體取決于處于復(fù)位或測(cè)量操作階段），我們可以最大化時(shí)間常數(shù)并更準(zhǔn)確地測(cè)量梯形信號(hào)（圖 2c）。 但是，這會(huì)使電路更容易發(fā)生漂移。

漂移是指電荷放大器輸出在一段時(shí)間內(nèi)發(fā)生的變化，而不是由被測(cè)物理參數(shù)的變化引起的（我們討論中的加速度）。 有幾種不同的機(jī)制會(huì)導(dǎo)致漂移，我們將在以下部分中對(duì)此進(jìn)行研究。

漂移原因一——運(yùn)算放大器輸入偏置電流

漂移的來(lái)源之一是運(yùn)算放大器的輸入偏置電流。 圖 3 說(shuō)明了運(yùn)算放大器輸入偏置電流的影響。

* 圖 3. 顯示運(yùn)算放大器輸入偏置電流的傳感器和電荷放大器圖。 *

在上圖中，IB- 和我B+ 表示流入運(yùn)算放大器輸入端子的電流。 請(qǐng)注意，該圖顯示了復(fù)位/測(cè)量操作模式（RF 被刪除）。 由于反相輸入位于虛擬地，因此IB-
只能流過反饋 電容器。 這逐漸收費(fèi)CF 并使輸出隨時(shí)間漂移。 假設(shè)我B-=10 fA 和 CF=1 nF。 另外，假設(shè) CF 最初出院。

使用這些值，100秒后的輸出電壓可以得出為：

如您所見，100 秒后，輸出漂移 1 mV。 這可能會(huì)導(dǎo)致問題，特別是當(dāng)測(cè)量與誤差相當(dāng)?shù)男⌒盘?hào)時(shí)。 請(qǐng)注意，使用反饋電阻的電荷放大器對(duì)漂移現(xiàn)象更可靠。 C的阻抗F 理想情況下在 DC 是無(wú)限的。 與 RF 就位時(shí)，直流反饋路徑的主要成分是電阻。 由于反饋路徑是阻性而不是容性，因此電路不能充當(dāng)積分器。 在這種情況下，我B- 只能引起輸出和反相輸入之間的直流偏移，但理想情況下不能引起漂移。

漂移原因二—運(yùn)算放大器輸入失調(diào)電壓

另一種可能導(dǎo)致漂移的機(jī)制是 輸入失調(diào)電壓 的運(yùn)算放大器。 如圖 4 所示。

***圖4. ****傳感器和電荷放大器示意圖，顯示運(yùn)算放大器輸入失調(diào)電壓。 *

假設(shè)運(yùn)算放大器具有高增益，可以證明節(jié)點(diǎn)A的電位近似等于V 抵消 .

因此，流過傳感器絕緣電阻的電流可以發(fā)現(xiàn)為：

該電流通過反饋電容C提供F 并且會(huì)導(dǎo)致漂移，就像運(yùn)算放大器的輸入偏置電流一樣。 例如，假設(shè)：

假設(shè) CF 初次放電后，100秒后的輸出電壓可發(fā)現(xiàn)為：

這在許多應(yīng)用程序中應(yīng)該可以忽略不計(jì); 但是，應(yīng)該注意的是，傳感器絕緣電阻在較高溫度下會(huì)顯著降低。 例如，在400°C時(shí)，傳感器絕緣可降至10 MΩ。 在這種情況下，5 mV失調(diào)可在20秒內(nèi)導(dǎo)致10 V漂移，并使放大器完全飽和。 再次，使用 RF 就位時(shí)，失調(diào)電壓產(chǎn)生的直流電流不能充電CF 并且漂移問題得到了理想的解決。

漂移原因三——介電記憶效應(yīng)

介電記憶效應(yīng)，或 介電吸收，是一種非理想效應(yīng)，會(huì)在電容器兩端產(chǎn)生誤差電壓。 如圖5所示，假設(shè)我們將電容器充電至某個(gè)電壓，然后在短時(shí)間內(nèi)（從t1到t2）放電。

*圖5. 放電/充電電容介質(zhì)吸收后的殘余開路電壓。 圖片由 ADI公司的線性電路設(shè)計(jì)手冊(cè)

接下來(lái)，我們斷開電容器的連接。 理想情況下，我們期望電容器的開路電壓保持在零伏。 然而，電容兩端的殘余電壓會(huì)慢慢積聚。 例如，如果電容器的初始電壓為2.5 V，則典型電容器的誤差電壓約為120 mV。

當(dāng)我們對(duì)電容器快速放電時(shí)，介電記憶效應(yīng)更為明顯。 誤差電壓與電容器的初始電壓以及電容器電介質(zhì)的特性成正比。 這種效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致敏感電路的功能出現(xiàn)問題，例如采樣保持電路、積分器和電壓-頻率轉(zhuǎn)換器。 在電荷放大器中，反饋電容中的介電記憶效應(yīng)會(huì)產(chǎn)生漂移。

除了上面討論的影響之外，還有其他漂移機(jī)制會(huì)在電荷放大器中引入誤差。

如果漂移電流不是純直流怎么辦？

我們?cè)谏厦嬗懻撨^放置 RF 與反饋電容并聯(lián)可以理想地解決漂移問題，因?yàn)樗鼮槠茩C(jī)制產(chǎn)生的直流電流創(chuàng)建了替代路徑，并且不允許漂移電流為反饋電容充電。 現(xiàn)在要問的問題是，如果漂移電流不是純直流值并且有一些波動(dòng)怎么辦？

例如，F(xiàn)ET（場(chǎng)效應(yīng)晶體管）運(yùn)算放大器的輸入偏置電流通常隨著溫度每升高10°C而翻倍。 因此，如果我們的信號(hào)調(diào)理電子設(shè)備遇到較大的溫度變化，漂移感應(yīng)電流可能不被視為純直流值。 在這種情況下，我們需要選擇一個(gè)相對(duì)較小的RF 以保持反饋路徑在漂移電流頻率下仍具有阻性。 但是，這種補(bǔ)救措施是以更大的時(shí)間常數(shù)誤差為代價(jià)實(shí)現(xiàn)的。

圖6可以幫助您更好地可視化溫度變化對(duì)電荷放大器性能的影響。

***圖6. **溫度變化對(duì)電荷放大器性能影響的可視化示例。 圖片由 奇石樂]

圖6a顯示了作用在壓電傳感元件上的力，而圖6b顯示了電荷放大器的響應(yīng)，該電荷放大器具有非常大的時(shí)間常數(shù)并且容易受到漂移的影響。 盡管放大器試圖產(chǎn)生與施加的力成比例的輸出信號(hào)，但由于熱引起的漂移，它最終會(huì)飽和。 但是，具有較短時(shí)間常數(shù)的放大器可以成功放大輸入信號(hào)。