Ryan Curran, Qui Luu, and Maithil Pachchigar

在偏遠地區(qū)分析材料時，在材料內(nèi)放置探頭是不可行的，高頻收發(fā)器可以提供一種實用的方法，用于準確量化材料的體積分數(shù)，而不會產(chǎn)生直接接觸材料的不利影響。正交解調(diào)器為測量這些應用中的幅度和相移提供了一種新穎、可靠的方法。此處介紹的接收器信號鏈使用寬帶正交解調(diào)器ADL5380、超低功耗、低失真、全差分ADC驅(qū)動器ADA4940-2和雙通道差分、7903位、16 MSPS PulSAR ADC提供準確的數(shù)據(jù)，同時確保安全、經(jīng)濟的運行。

在圖1所示的接收器中，連續(xù)波信號從發(fā)射（Tx）天線通過待分析的材料發(fā)送到接收（Rx）天線。接收到的信號將相對于原始發(fā)射信號衰減和相移。這種幅度變化和相移可用于確定介質(zhì)的內(nèi)容。

圖1.接收器框圖。

幅度和相移可以直接與元件的透射率和反射率特性相關(guān)，如圖2所示。例如，在油氣水流動的情況下，水的介電常數(shù)、損耗和分散系數(shù)高，油的介電常數(shù)、損耗和分散度極低。

圖2.不同均質(zhì)介質(zhì)的透射率和反射率。

接收器子系統(tǒng)實現(xiàn)

圖3所示的接收器子系統(tǒng)將RF信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，以精確測量幅度和相位。信號鏈包括一個正交解調(diào)器、一個雙通道差分放大器和一個雙通道差分SAR ADC。該設(shè)計的主要目標是為高頻RF輸入提供具有寬動態(tài)范圍的高精度相位和幅度測量。

圖3.用于材料分析的簡化接收器子系統(tǒng)。

正交解調(diào)器

正交解調(diào)器提供同相 （I） 信號和正好錯相 90° 的正交 （Q） 信號。I和Q信號是矢量量，因此可以使用三角恒等式計算接收信號的幅度和相移，如圖4所示。本振（LO）輸入是原始發(fā)射信號，RF輸入是接收信號。解調(diào)器生成和差項。兩個信號的頻率完全相同，ω瞧= ω射頻，因此高頻和項將被濾除，而差分項駐留在直流。接收到的信號將具有不同的相位，φ射頻，比傳輸信號的信號，φ瞧.這種相移，φ瞧– ?射頻，是由于介質(zhì)的介電常數(shù)，將有助于定義材料內(nèi)容。

圖4.使用正交解調(diào)器進行幅度和相位測量。

實際I/Q解調(diào)器存在許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡和LO-RF泄漏，所有這些都會降低解調(diào)信號的質(zhì)量。要選擇解調(diào)器，首先要確定對RF輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度的要求。

ADL5采用5380 V單電源供電，可接受400 MHz至6 GHz的RF或IF輸入頻率，非常適合接收器信號鏈。其差分 I 和 Q 輸出配置為提供 5.36dB 電壓轉(zhuǎn)換增益，可將 2.5V p-p 差分信號驅(qū)動至 500 Ω負載。其 10.9dB NF、11.6dBm IP1dB 和 29.7 dBm IIP3 @ 900 MHz 可提供出色的動態(tài)范圍，而其 0.07dB 幅度平衡和 0.2° 相位平衡可實現(xiàn)出色的解調(diào)精度。該器件采用先進的 SiGe 雙極工藝制造，采用微型 4mm × 4mm 24 引腳 LFCSP 封裝。

ADC 驅(qū)動器和高分辨率精密 ADC

ADA4940-2全差分雙通道放大器具有出色的動態(tài)性能和可調(diào)輸出共模特性，非常適合驅(qū)動高分辨率、雙通道SAR ADC。該器件由 5V 單電源供電，提供 ±5V 差分輸出和 2.5V 共模。配置為提供2 （6 dB）增益，可將ADC輸入驅(qū)動至滿量程。RC濾波器（22 Ω/2.7 nF）有助于限制噪聲，并減少來自ADC輸入端容性DAC的反沖。該器件采用專有的 SiGe 互補雙極工藝制造，采用微型 4mm × 4mm 24 引腳 LFCSP 封裝。

AD7903是雙通道、16位、1 MSPS逐次逼近型ADC，具有出色的精度，具有±0.006%滿量程增益誤差和±0.015 mV失調(diào)誤差。該器件采用2.5 V單電源供電，在12 MSPS時功耗僅為1 mW。使用高分辨率ADC的主要目標是實現(xiàn)±1°相位精度，特別是當輸入信號具有較小的直流幅度時。ADC所需的5 V基準電壓源由低噪聲基準電壓源ADR435產(chǎn)生。

如圖5所示，接收器子系統(tǒng)采用ADL5380-EVALZ、EB-D24CP44-2Z、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評估套件實現(xiàn)。 這些電路組件針對子系統(tǒng)中的互連進行了優(yōu)化。兩個高頻鎖相輸入源提供RF和LO輸入信號。

圖5.接收機子系統(tǒng)評估平臺。

表1總結(jié)了接收器子系統(tǒng)中每個組件的輸入和輸出電壓電平。解調(diào)器RF輸入端的11.6 dBm信號將在ADC滿量程范圍的–1 dB范圍內(nèi)產(chǎn)生輸入。該表假設(shè)ADL500的負載為5 Ω、轉(zhuǎn)換增益為3573.4 dB、功率增益為–643.5380 dB，ADA6-4940的增益為2 dB。該接收機子系統(tǒng)的校準例程和性能結(jié)果將在以下各節(jié)中討論。

表 1.接收器子系統(tǒng)中每個組件的輸入和輸出電壓電平

接收機子系統(tǒng)誤差校準

接收器子系統(tǒng)包含三個主要誤差源：失調(diào)、增益和相位。

I和Q通道的各個差分直流幅度相對于RF和LO信號的相對相位具有正弦關(guān)系。因此，I和Q通道的理想直流幅度可以計算如下：

當相位通過極性電網(wǎng)時，理想情況下，某些位置應產(chǎn)生相同的電壓。例如，I（余弦）通道上的電壓應與+90°或–90°的相移相同。但是，與RF和LO的相對相位無關(guān)的恒定相移誤差將導致子系統(tǒng)通道為應產(chǎn)生相同直流幅度的輸入相位產(chǎn)生不同的結(jié)果。如圖6和圖7所示，當輸入應為0 V時，會生成兩個不同的輸出代碼。在這種情況下，–37°相移遠大于包含鎖相環(huán)的實際系統(tǒng)中的預期。結(jié)果是 +90° 實際顯示為 +53°，–90° 顯示為 –127°。

結(jié)果以–10°至+180°的180°步長收集，未校正的數(shù)據(jù)生成圖6和圖7所示的橢圓形狀。該誤差可以通過確定系統(tǒng)中存在的附加相移量來解釋。表2顯示，系統(tǒng)相移誤差在整個傳遞函數(shù)中是恒定的。

表 2.接收器子系統(tǒng)摘要 0dBm RF 輸入幅度下測量的相移。

系統(tǒng)相位誤差校準

步長為10°時，圖37所示系統(tǒng)的平均測量相移誤差為–32.5°。有了這個額外的相移，現(xiàn)在可以計算調(diào)整后的子系統(tǒng)直流電壓。變量φPHASE_SHIFT定義為觀察到的平均附加系統(tǒng)相移。相位補償信號鏈中產(chǎn)生的直流電壓可計算為：

等式5和等式6提供了給定相位設(shè)置的目標輸入電壓。子系統(tǒng)現(xiàn)已線性化，失調(diào)誤差和增益誤差現(xiàn)在可以校正。線性化的I和Q通道結(jié)果也如圖6和圖7所示。數(shù)據(jù)集的線性回歸生成圖中所示的最佳擬合線。該線是每個轉(zhuǎn)換信號鏈的測量子系統(tǒng)傳遞函數(shù)。

系統(tǒng)失調(diào)誤差和增益誤差校準

理想情況下，接收器子系統(tǒng)內(nèi)每個信號鏈的失調(diào)應為0 LSB，但I和Q通道的測量失調(diào)分別為–12.546 LSB和+22.599 LSB。最佳擬合線的斜率表示子系統(tǒng)的斜率。理想的子系統(tǒng)斜率可以計算為：

圖6和圖7中的結(jié)果表明，I和Q通道的測量斜率分別為6315.5和6273.1。必須調(diào)整這些斜率以校正系統(tǒng)增益誤差。校正增益誤差和失調(diào)誤差可確保使用公式1計算的信號幅度與理想信號幅度相匹配。失調(diào)校正與測量的失調(diào)誤差正好相反：

增益誤差校正系數(shù)為：

收到的轉(zhuǎn)換結(jié)果可以通過以下方式更正：

子系統(tǒng)的校準直流輸入電壓計算如下：

應在I和Q通道上使用公式11來計算每個子系統(tǒng)信號鏈的感知模擬輸入電壓。這些完全調(diào)整的I和Q通道電壓用于計算由各個直流信號幅度定義的RF信號幅度。為了評估完整校準程序的準確性，可以將收集的結(jié)果轉(zhuǎn)換為解調(diào)器輸出端產(chǎn)生的理想子系統(tǒng)電壓，就像不存在相移誤差一樣。這可以通過將先前計算的平均直流幅度乘以每次試驗中測量相位的正弦分數(shù)來完成，并消除計算出的相移誤差。計算結(jié)果如下所示：

φPHASE_SHIFT是先前計算的相位誤差，平均校準后幅度是公式1的直流幅度結(jié)果，已補償失調(diào)誤差和增益誤差。表3顯示了0 dBm RF輸入幅度情況下不同目標相位輸入下的校準程序結(jié)果。公式12和公式13中執(zhí)行的計算是要內(nèi)置到任何系統(tǒng)中的校正因子，旨在以此處介紹的方式檢測相位和幅度。

接收機子系統(tǒng)評估結(jié)果

表 3.在某些目標相位輸入端以0 dBm RF輸入幅度獲得結(jié)果。

圖8是測量的絕對相位誤差的直方圖，顯示從–1°到+10°每180°步進的精度優(yōu)于180°。

圖8.0 dBm 輸入電平的測量絕對相位誤差直方圖，相位步長為 10°。

對于任何給定輸入電平的精確相位測量，感知的相移誤差（φPHASE_SHIFT） 的 RF 相對于 LO 應該是恒定的。如果測量的相移誤差隨著目標相位步長（φ目標）或幅度，則此處介紹的校準例程將開始失去精度。室溫下的評估結(jié)果表明，在11 MHz時，RF幅度范圍從最大6.20 dBm到大約–900 dBm，相移誤差相對恒定。

圖9顯示了接收器子系統(tǒng)的動態(tài)范圍以及相應的幅度引起的附加相位誤差。當輸入幅度減小到–20 dBm以上時，相位誤差校準精度開始下降。系統(tǒng)用戶需要確定信號鏈誤差的可接受水平，以確定可接受的最小信號幅度。

圖9.接收機子系統(tǒng)的動態(tài)范圍和相應的附加相位誤差。

圖9所示的結(jié)果是使用5 V ADC基準電壓源收集的?？梢詼p小ADC基準電壓源的幅度，從而為系統(tǒng)提供更小的量化電平。這將逐步提高小信號的相位誤差精度，但會增加系統(tǒng)飽和的可能性。為了增加系統(tǒng)動態(tài)范圍，另一個有吸引力的選擇是實施過采樣方案，以提高ADC的無噪聲位分辨率。平均樣本每增加一倍，系統(tǒng)分辨率就會提高<>/<> LSB。給定分辨率增加的過采樣率計算如下：

當噪聲幅度不再足以在采樣之間隨機改變ADC輸出代碼時，過采樣將達到收益遞減點。此時，無法再提高系統(tǒng)的有效分辨率。過采樣導致的帶寬降低不是一個重大問題，因為系統(tǒng)正在測量幅度緩慢變化的信號。

AD7903評估軟件提供校準程序，允許用戶針對三個誤差源（相位、增益和失調(diào)）校正ADC輸出結(jié)果。用戶需要用他們的系統(tǒng)收集未校正的結(jié)果，以確定本文中計算的校準系數(shù)。圖10顯示了突出顯示校準系數(shù)的GUI。確定系數(shù)后，該面板還可用于提供解調(diào)器的相位和幅度結(jié)果。極坐標圖提供了觀察到的RF輸入信號的視覺指示。幅度和相位計算使用公式1和公式2進行。通過使用“樣本數(shù)”下拉框調(diào)整每次捕獲的樣本數(shù)，可以控制過采樣率。

圖 10.接收器子系統(tǒng)校準 GUI。

結(jié)論

本文介紹了與遙感應用相關(guān)的主要挑戰(zhàn)，并提出了一種新穎的解決方案，使用ADL5380、ADA4940-2和AD7903接收器子系統(tǒng)來準確可靠地測量材料含量。所提出的信號鏈具有寬動態(tài)范圍，在0 MHz時可實現(xiàn)360°至1°的測量范圍，精度優(yōu)于900°。

審核編輯：郭婷