摘要

本文介紹ADI ADRV9002的數(shù)字預(yù)失真(DPD)功能。所用的一些調(diào)試技術(shù)也可應(yīng)用于一般DPD系統(tǒng)。首先，概述關(guān)于DPD的背景信息，以及用戶試驗其系統(tǒng)時可能會遇到的一些典型問題。最后，文章介紹在DPD軟件工具幫助下可應(yīng)用于DPD算法以分析性能的調(diào)優(yōu)策略。

簡介

數(shù)字預(yù)失真（通常稱為DPD）是無線通信系統(tǒng)中廣泛使用的一個算法。DPD旨在抑制通過射頻功率放大器(PA)傳遞寬帶信號上的頻譜再生，從而提高PA的整體效率。一般而言，在處理高功率輸入信號時，PA會出現(xiàn)非線性效應(yīng)和效率不高的問題。由于頻譜再生，相鄰頻帶出現(xiàn)非線性效應(yīng)和頻譜干擾。圖1顯示在ADRV9002平臺上使用TETRA1標準進行DPD校正之前和之后的頻譜再生。

圖1.使用ADRV9002的TETRA1 DPD

ADRV9002提供經(jīng)過功率優(yōu)化的內(nèi)部可編程DPD算法，該算法可自定義，以校正PA的非線性效應(yīng)，從而提高整體鄰道功率比(ACPR)。盡管DPD能夠為通信系統(tǒng)帶來預(yù)期的優(yōu)勢，但缺乏經(jīng)驗的人員開始使用DPD時往往困難重重，更別提正確設(shè)置了。這主要因為數(shù)字預(yù)失真涉及多個因素，可能會導致誤差，而降低DPD性能。實際上，即使在正確設(shè)置硬件后，要確定正確的參數(shù)以微調(diào)DPD并獲得最優(yōu)解決方案，仍可能具有挑戰(zhàn)性。本文旨在幫助在ADRV9002中使用DPD選項的工程師，以及提供一些使用可用參數(shù)微調(diào)DPD模式以獲得最優(yōu)DPD性能的一般策略。此外，還使用MATLAB?工具幫助用戶分析DPD，并消除常見錯誤，同時提供有關(guān)內(nèi)部DPD操作的一些見解。

啟用DPD選項時，ADRV9002可提供高達20MHz的信號帶寬。這是因為接收帶寬限制在100MHz。DPD通常將以發(fā)射帶寬5倍的接收帶寬工作，因此可以看到和校正三階和五階交調(diào)信號。ADRV9002支持的最高PA峰值功率信號約為1dB（通常稱為P1dB）壓縮區(qū)。該指標表示PA壓縮的程度。如果PA壓縮超過P1dB點，則無法保證DPD正常工作。但是，這個要求并不嚴格；在許多情況下，DPD在超過P1dB點時依舊能夠工作，并且仍然提供非常出色的ACPR。但這要具體問題具體分析。一般而言，如果壓縮得太嚴重，DPD可能會出現(xiàn)不穩(wěn)定和崩潰的問題。在后面，將詳細討論壓縮區(qū)，包括如何使用MATLAB工具觀察當前PA壓縮狀態(tài)。

有關(guān)DPD的更多詳細信息，請參見UG-1828的“數(shù)字預(yù)失真”章節(jié)。

架構(gòu)

執(zhí)行DPD功能有兩種基本方法。第一種方法稱為間接DPD，即在PA前后捕捉信號。與之不同的是直接DPD方法，即在DPD模塊前和PA后捕捉信號。每種方法的優(yōu)勢和劣勢不在本文章的討論范圍內(nèi)。間接DPD通過分析PA前后的信號了解其非線性特性，并在DPD模塊上執(zhí)行反轉(zhuǎn)。直接DPD分析DPD前和PA后的信號，并通過在DPD模塊上應(yīng)用預(yù)失真，消除二者之間的誤差。用戶應(yīng)該了解，ADRV9002使用的是間接方法以及與之相關(guān)的影響。另外，請務(wù)必了解，在使用MATLAB工具時，捕捉數(shù)據(jù)也是采用間接方法。

圖2顯示了ADRV9002的簡化DPD操作方框圖。輸入信號u(n)進入DPD模塊。DPD將對信號進行預(yù)失真處理，并生成x(n)。在這里，稱之為發(fā)射捕捉，不過這實際上是發(fā)射信號的預(yù)失真版本。然后，信號經(jīng)過PA，成為y(n)，信號最終發(fā)送到空中。這里將y(n)稱為接收捕捉，不過這實際上是PA后的發(fā)射信號。然后，y(n)反饋到接收器端口，用作觀察接收器。本質(zhì)上，DPD引擎將使用捕捉的x(n)和y(n)，然后生成系數(shù)，在DPD的下一次迭代中將應(yīng)用這些系數(shù)。

圖2.間接DPD的簡化方框圖

工作模式

ADRV9002在DPD上支持TDD和FDD操作。在TDD模式下，每個發(fā)射幀都會更新DPD。這意味著，在發(fā)射幀期間，接收器將充當觀察路徑。在FDD中，由于發(fā)射器和接收器同時運行，因此需要專用接收器通道。ADRV9002中的2T2R能夠在2T2R/1T1R TDD和1T1R FDD模式下支持DPD。

DPD模式

結(jié)構(gòu)

以下等式顯示在發(fā)射路徑中實現(xiàn)的DPD模式。

其中：

u(n)是DPD的輸入信號，x(n)是DPD的輸出信號

T是DPD模式的總分支數(shù)

ψt是用于實現(xiàn)分支t查找表(LUT)的多項式函數(shù)，lt是幅度延遲

kt是數(shù)據(jù)延遲

at,lt,i是DPD引擎計算的系數(shù)

bt,lt,i是啟用或禁用項的開關(guān)

i是多項式項的指數(shù)和冪

用戶可為每個分支配置多項式的項數(shù)量。ADRV9002提供3個記憶項分支和1個交叉項分支，每個分支的階從0到7。

模式選擇

用戶可選擇ADRV9002提供的默認模式選項（如圖3所示），該模式應(yīng)該適合大多數(shù)常見應(yīng)用?；蛘?，用戶可通過啟用和禁用項，選擇自己的模式。前3個分支（0到2）表示記憶項，其中分支1是中心分支。分支3是交叉項分支。

注意，為了與記憶項分支區(qū)分，分支3（或交叉項分支）不應(yīng)啟用零階項。

圖3.DPD模式多項式的項

LUT大小：用戶可設(shè)置LUT大小。ADRV9002提供兩個選項，256和512。選擇512大小，用戶將獲得更好的量化噪聲電平，從而獲得更好的ACPR，因為一般而言，較大的尺寸將提供更好的信號分辨率。對于窄帶應(yīng)用，ADI建議使用512作為默認選項。256可用于寬帶，因為噪聲電平不那么嚴格，并且可以改進計算和功率。

預(yù)LUT縮放：用戶可設(shè)置預(yù)LUT縮放模塊，以便對輸入數(shù)據(jù)進行縮放，使其更適合壓縮擴展器。壓縮擴展器選擇來自發(fā)射器的信號，對其進行壓縮，以適合8位LUT地址。根據(jù)輸入信號電平，用戶可調(diào)整該值，以優(yōu)化LUT利用率。其值可以在(0,4)的范圍內(nèi)設(shè)置，步長為0.25。在本文的最后一個部分，提供了更多有關(guān)壓縮擴展器的內(nèi)容。

配置

圖4.啟用DPD的基本配置

為了執(zhí)行DPD，用戶將必須在PA上啟用外部環(huán)回路徑，然后設(shè)置反饋功率，以確保其未超出范圍。注意，這是峰值功率，不是平均功率。功率太強或者太弱都會影響DPD性能。用戶還需要設(shè)置外部路徑延遲，可使用External_Delay_Measurement.py獲取。用戶可在IronPython文件夾下的ADRV9002評估軟件安裝路徑中找到該腳本。

注意，只需為高采樣速率曲線設(shè)置外部延遲（例如，LTE 10MHz）。對于低采樣速率曲線(TETRA1 25kHz)，用戶可將其設(shè)置為0。在本文的后面部分，將使用該軟件工具來觀察捕捉數(shù)據(jù)，以了解外部延遲的影響。

其他配置

圖5.DPD上的其他配置

用戶可配置樣本數(shù)量。默認情況下，用戶可設(shè)置4096個樣本。建議使用默認值。在大多數(shù)情況下，默認的4096個樣本將為DPD提供最優(yōu)解決方案。

其他功率縮放是更高級的參數(shù)。在大多數(shù)情況下，建議對ADRV9002使用默認值4。該參數(shù)與內(nèi)部相關(guān)矩陣有關(guān)。根據(jù)實驗，默認值為ADI測試的現(xiàn)有波形和PA提供最佳性能。在少數(shù)情況下，如果輸入信號幅度極小或極大，用戶可嘗試將該值調(diào)整成較小和較大的值，以使相關(guān)矩陣維持適當?shù)臈l件數(shù)，從而獲得更穩(wěn)定的解決方案。

Rx/Tx規(guī)范化：用戶應(yīng)將接收器/發(fā)射器規(guī)范化設(shè)置為數(shù)據(jù)呈線性的區(qū)域。在圖6中，線性區(qū)域用紅色顯示。在該區(qū)域，數(shù)據(jù)的冪沒有到達壓縮區(qū)，并且足夠高，可用于計算增益。選擇該區(qū)域后，DPD可估算發(fā)射器和接收器的增益，然后繼續(xù)對算法進行進一步處理。在大多數(shù)情況下，-25dBFS至-15dBFS應(yīng)適合大多數(shù)標準PA。但是，用戶仍然應(yīng)該留意，因為特殊PA可能具有截然不同的AM/AM曲線形狀，在這種情況下，將需要進行適當?shù)男薷摹１疚暮竺娌糠謱Υ诉M行詳細說明。

圖6.典型AM/AM曲線。線性區(qū)域用紅色顯示

設(shè)置

硬件設(shè)置

圖7.典型DPD硬件方框圖

典型設(shè)置如圖7所示。在信號進入PA之前，需要低通濾波器，以防止出現(xiàn)LO信號諧波。在某些情況下，如果內(nèi)部LO相位噪聲性能無法滿足應(yīng)用需求，則可能需要外部LO。在這種情況下，外部LO源需要與DEV_ CLK同步。近帶噪聲要求更嚴格的窄帶DPD通常需要外部LO。通常建議在PA前提供一個可變衰減器，用于防止對PA造成損害。反饋信號應(yīng)具有適當?shù)乃p，以便按照上一部分中討論的方式設(shè)置峰值功率。

軟件設(shè)置

IronPython

下載IronPython庫，以便在GUI上執(zhí)行IronPython代碼。

圖8.IronPython GUI窗口

在這里，用戶可以在GUI的IronPython窗口中運行dpd_capture.py，如圖8所示，它與MATLAB工具一起提供，以獲取發(fā)射器和接收器的捕捉數(shù)據(jù)。DPD采樣速率也包含在捕捉的文件中。

注意，該腳本應(yīng)在啟動或校準狀態(tài)下運行。

MATLAB工具

MATLAB工具分析從dpd_capture.py中捕捉的數(shù)據(jù)。該工具將幫助檢查信號完整性、信號對齊、PA壓縮水平，最后是DPD的微調(diào)。

MATLAB工具需要MATLAB Runtime。首次安裝需要一些時間下載。安裝完成后，用戶可加載IronPython腳本捕捉的數(shù)據(jù)，然后觀察圖形，如圖9所示。

圖9.MATLAB DPD分析儀

此外，用戶還可設(shè)置數(shù)據(jù)規(guī)范化的高/低閾值，然后按“重新加載”以查看變化。

首先，在時域中繪制規(guī)范化的發(fā)射器和接收器數(shù)據(jù)。用戶可以放大圖形來觀察發(fā)射器和接收器的對齊狀態(tài)。這里只顯示了數(shù)據(jù)的實部，但用戶也可輕松繪制虛部。實部和虛部通常應(yīng)該對齊或不對齊。

然后是發(fā)射器和接收器頻譜——藍色是發(fā)射器，紅色是接收器。注意，這是間接DPD——發(fā)射器數(shù)據(jù)將是預(yù)失真數(shù)據(jù)，而不是SSI端口上的發(fā)射器數(shù)據(jù)路徑。

接下來，有兩條AM/AM曲線，這兩條曲線均在線性和dB坐標系中。這些是有關(guān)DPD性能和PA壓縮狀態(tài)的重要指標。

AM/PM曲線和接收器/發(fā)射器相位差也會被提供。

此外，還有高閾值和低閾值數(shù)字。這些數(shù)字應(yīng)該與ADRV9002 TES評估軟件中的設(shè)置相匹配。

注意，由于提供了API來捕捉數(shù)據(jù)，因此如果需要，用戶可以開發(fā)自己的圖形和分析模型。該工具提供用于分析DPD的一些常見檢查。API包括：

adi_ADRV9002_dpd_CaptureData_Read，這是讀取DPD捕捉數(shù)據(jù)，必須在校準或啟動狀態(tài)下運行。

adi_ADRV9002_DpdCfg_t → dpdSamplingRate_Hz，這是DPD采樣速率，是只讀參數(shù)。

典型問題

DPD可能受許多不同因素的影響。因此，請務(wù)必確保用戶考慮并檢查了列出的所有潛在問題。在考慮所有問題之前，用戶應(yīng)確保硬件正確連接。

發(fā)送數(shù)據(jù)過載

圖10.DPD的簡化硬件方框圖

圖10顯示了ADRV9002實現(xiàn)DPD的簡化示意框圖。來自接口的發(fā)射器數(shù)據(jù)可能會使DAC過載。如果DAC過載，發(fā)射器的RF信號在PA介入之前就已失真。因此，請務(wù)必確保發(fā)射器數(shù)據(jù)不會使DAC過載。

用戶可通過GUI觀察發(fā)射器DAC是否過載。圖11顯示TETRA1 25kHz波形。峰值與數(shù)字滿量程仍相距甚遠。對于ADRV9002，建議與滿量程至少保持幾dB，避免導致DAC過載。很難量化用戶應(yīng)該回退多少——這是因為DPD將嘗試執(zhí)行預(yù)失真，預(yù)失真信號將為“峰值擴展”，因而可能會導致DAC過載。這取決于DPD如何應(yīng)對特定PA——一般而言，PA壓縮得越厲害，所需的峰值擴展空間就越大。

圖11.時域中的一部分TETRA1標準波形

接收器數(shù)據(jù)過載

另一個常見錯誤是接收器數(shù)據(jù)導致反饋DAC過載。造成該錯誤的原因是，沒有足夠的衰減返回到接收器端口。這可以從調(diào)試工具中觀察到，造成的影響是接收器數(shù)據(jù)被裁剪，因此，發(fā)射器和接收器無法有效對齊，導致DPD出現(xiàn)計算錯誤。DPD通常會表現(xiàn)得非常糟糕，從而使整個頻譜中的噪聲增加。

圖12.接收器數(shù)據(jù)過驅(qū)

接收器數(shù)據(jù)欠載

與接收器過載相比，這個問題常常被忽視。造成該問題的原因是，沒有正確設(shè)置反饋衰減。用戶可能給反饋路徑提供過多的衰減，這導致接收器數(shù)據(jù)太小。默認情況下，建議對ADRV9002使用-18dBm峰值，因為它能夠?qū)?shù)據(jù)從模擬轉(zhuǎn)換為數(shù)字，達到已知良好的DPD功率電平。但用戶可以根據(jù)需求調(diào)整該數(shù)字。用戶應(yīng)該了解，DPD反饋接收器使用的衰減器與常規(guī)接收器不同，其步長更高。衰減水平通過用戶設(shè)置的峰值功率電平進行調(diào)整。-23dBm是最低功率電平（0衰減）——如果超出該范圍，將得到低功率電平，這會影響DPD性能。根據(jù)經(jīng)驗，用戶應(yīng)確保始終正確測量和設(shè)置反饋功率。很多時候，用戶往往會嘗試不同的功率電平，但忘記正確設(shè)置反饋功率，從而導致該問題。

TDD與FDD

TDD模式下的DPD必須在自動狀態(tài)機中運行。使用TES進行評估時，在手動TDD模式下，用戶仍可啟用DPD，但性能會很差。這是因為DPD只能基于幀工作。在手動TDD模式下，幀的長度將由發(fā)射/接收啟用信號切換來確定。換言之，每次播放和停止就是一個幀。但是，在人工切換的時間內(nèi)，PA已轉(zhuǎn)變?yōu)椴煌臏囟葼顟B(tài)。因此，如果不使用可以頻繁切換發(fā)射啟用信號的自動TDD模式，將無法維持DPD狀態(tài)。然而，在FDD模式下，DPD應(yīng)正常進行。

例如，用戶可能希望使用TETRA1，它遵循類似TDD的幀方案（實際上是TDM-FDD）。因此，不應(yīng)該直接選擇TDD模式并手動檢查DPD，并且DPD往往表現(xiàn)糟糕。相反，用戶可以使用“定制FDD”配置文件，選擇與TETRA1相同的采樣速率和帶寬，或者用戶可以設(shè)置TETRA1 TDD幀定時，并使用自動TDD模式。這兩種方法都可以提供比手動TDD更好的性能。

發(fā)射器/接收器未對齊

ADRV9002將嘗試對齊發(fā)射器和接收器數(shù)據(jù)的時間。當用戶捕捉到數(shù)據(jù)時，用戶期望數(shù)據(jù)是對齊的。延遲測量在初始校準時完成。但是，對于高采樣速率曲線，需要單獨完成更精確的子樣本對齊。

圖13.未對齊的DPD捕捉

圖14.放大LTE10的發(fā)射器和接收器實部數(shù)據(jù)（未對齊）

DPD是自適應(yīng)算法，需要計算兩個實體（即發(fā)射器和接收器）的誤差。在計算發(fā)射器和接收器的誤差之前，需要正確對齊這兩個信號——尤其是在使用高采樣速率曲線（例如，LTE10）的情況下。對齊至關(guān)重要，因為樣本之間的間隔非常小。因此，用戶需要運行腳本External_Delay_Measurement.py來提取外部路徑延遲?？稍凇鞍迮渲谩薄奥窂窖舆t”下方輸入該數(shù)字。

圖15.IronPython外部延遲測量

如果未對齊發(fā)射器和接收器數(shù)據(jù)，造成的影響是用戶將觀察到噪聲更大的AM/AM曲線。

圖16.對齊的DPD捕捉

設(shè)置了路徑延遲數(shù)字后，可以觀察到，AM/AM和AM/PM曲線更干凈，噪聲更小。相位差也明顯減小。

圖17.放大的LTE10發(fā)射器和接收器實部數(shù)據(jù)（對齊）

PA過載

每個PA對于能夠處理的壓縮程度都有自己的規(guī)范。雖然數(shù)據(jù)手冊中通常提供P-1dB數(shù)據(jù)，但實際上，仍建議對DPD進行準確測量，以確保壓縮點位于P-1dB。通過DPD軟件，用戶能夠查看基于捕捉數(shù)據(jù)的AM/AM曲線，從而觀察壓縮點與P-1dB的接近程度。

圖18.PA過載數(shù)據(jù)

圖19.以dB為單位呈現(xiàn)的AM/AM曲線（已放大）

但是，如果信號超出P-1dB，這可能會導致DPD不穩(wěn)定，或者甚至中斷，頻譜跳轉(zhuǎn)到非常高的電平，再也不會降下來。在圖19中，峰值時的壓縮遠超出1dB區(qū)域，曲線的形狀也開始變得更平坦。這表示PA被過驅(qū)，為了增加輸出功率，將提供更多輸入，以支持輸出功率電平。此時，如果用戶決定繼續(xù)增加輸入功率，DPD性能將下降。

一般策略模式選擇與調(diào)整

間接DPD就是在PA前后捕捉數(shù)據(jù)，而DPD引擎將嘗試模擬PA的相反效應(yīng)。LUT用于使用系數(shù)應(yīng)用該效應(yīng)，該模式基于多項式。這意味著，DPD更像是曲線擬合問題，用戶將嘗試使用各項來“曲線擬合”非線性效應(yīng)。區(qū)別在于，曲線擬合問題擬合的是單個曲線，而DPD還必須考慮記憶效應(yīng)。ADRV9002有3個記憶分支，和1個用于對DPD LUT進行建模的交叉分支。

圖20.記憶項和交叉項映射

圖20顯示ADRV9002提供的3個記憶分支和1個交叉分支。一般策略與曲線擬合問題類似。用戶可從基線著手，然后添加和移除項。一般而言，中心分支必須存在（分支1）。用戶可以逐個添加和移除項，以測試DPD的效應(yīng)。然后，用戶可以繼續(xù)添加兩個記憶分支（分支0和2），以添加記憶效應(yīng)校正的效果。注意，由于ADRV9002有兩個側(cè)分支，因此這些分支應(yīng)該相同——也就是，應(yīng)該對稱。此外，添加和移除項時，必須逐個操作。最后，用戶可以試驗交叉項。交叉項從數(shù)學的角度完成曲線擬合問題，因而提供更好的DPD性能。

注意，用戶不得通過將項留空來跳過項，因為這將導致DPD出現(xiàn)不良行為。另請注意，用戶不得在交叉項分支上設(shè)置第0項，因為從數(shù)學的角度來看，這也是無效的。

圖21.無效的模式項設(shè)置

高級調(diào)整

壓縮擴展器和預(yù)LUT縮放模塊

在上一部分中，已提到了壓縮擴展器。首次閱讀用戶指南時，這一概念可能會令人困惑，不知道它是什么意思或者該選擇什么（256還是512）。壓縮擴展器的目的是壓縮輸入數(shù)據(jù)，并將其放入LUT。

圖22.壓縮擴展器——估算平方根的形狀

壓縮擴展器的一般形狀是平方根，在這里，I/Q數(shù)據(jù)傳入。在將這些數(shù)據(jù)放入LUT之前，等式√(i(n)2+q(n)2)將用于從之前的等式中獲得信號幅度。然而，由于平方根運算對速度的要求很高，并且還需要將其映射到LUT（8位或9位），因此需使用壓縮擴展器。圖22是理想的平方根曲線。此處將不顯示實際實現(xiàn)方案，但簡言之，這將是對平方根曲線的估算。

了解數(shù)據(jù)如何放入LUT后，可以更加明智地開始調(diào)整數(shù)據(jù)。ADRV9002可選擇8位(256)或9位(512)作為LUT大小。更大的LUT意味著數(shù)據(jù)的地址位置加倍。這意味著，數(shù)據(jù)的分辨率更高，并且一般而言，量化噪聲電平更好。對于窄帶應(yīng)用，由于噪聲非常重要，因此建議始終選擇512。對于寬帶應(yīng)用，由于噪聲電平?jīng)]那么重要，因此可使用任一選項。但是，如果選擇512，消耗的功率會略高，計算速度會比較慢。

直方圖和CFR

在DPD配置部分，曾簡要提及預(yù)縮放。該參數(shù)用于為LUT提供大量輸入數(shù)據(jù)。需要大量輸入數(shù)據(jù)的原因是，在某些情況下，DPD未正確使用數(shù)據(jù)。對于此類PA壓縮問題，真正被壓縮并導致問題的是高幅度樣本。因此，不能平等對待所有樣本；相反，要重點關(guān)注高幅度樣本。

看一下TETRA1標準波形直方圖（參見圖23和圖24）?？梢钥吹?，大多數(shù)值出現(xiàn)在中高幅度區(qū)域。這是因為TETRA1標準使用D-QPSK調(diào)制方案，結(jié)果是信號將獲得恒定包絡(luò)。峰值功率與平均功率之間沒有太大的區(qū)別。

這正是DPD所需要的。如前所述，DPD將捕捉更高幅度的樣本，因此將更好地表征PA的行為。

圖23.TETRA1幅度直方圖

圖24.TETRA1功率直方圖

現(xiàn)在，以類似方式來看LTE10標準。LTE使用OFDM調(diào)制方案，將成百上千的子載波組合在一起。這里可再次看到LTE10的幅度和功率?？梢暂p松觀察到與TETRA1的區(qū)別，即峰值離主平均值非常遠。

圖25.LTE10幅度直方圖，沒有CFR

圖26.LTE功率直方圖，沒有CFR

在功率直方圖中（參見圖26），如果放大遠端，可以看到，仍有非常高的峰值出現(xiàn)，但概率非常低。對于DPD，這是非常不利的。原因有二。

首先，高峰值（高幅度信號）的低概率計數(shù)將使PA的效率極其低下。例如，LTE PAPR約為11dB。這是很大的不同。為了避免損壞PA，輸入電平將需要大幅回退。因此，PA沒有用其大部分增益能力來提高功率。

其次，高峰值也是在浪費LUT的利用率。由于這些高峰值，LUT將為它們分配大量資源，并為大部分數(shù)據(jù)僅分配一小部分LUT。這會降低DPD性能。

圖27.放大高幅度樣本

削峰(CFR)技術(shù)將信號峰值向下移動到更能接受的水平。這通常用于OFDM類型的信號。ADRV9002不包含片內(nèi)CFR，因此需要在外部實現(xiàn)該功能。為此，在ADRV9002 TES評估軟件中，還包含CFR版本的LTE波形。CFR_sample_ rate_15p36M_bw_10M.csv如圖28所示。可以看到，由于CFR，在高功率時，信號的峰值被限制在特定水平（在末端傾斜）。這將PAPR有效地推動到6.7dB，差值約為5dB。CFR的操作將對數(shù)據(jù)造成“損害”，因為EVM將降級。但是，與整個波形相比，高電平幅度峰值出現(xiàn)的概率非常小，將帶來巨大的優(yōu)勢。

圖28.LTE10幅度直方圖，有CFR

圖29.LTE10功率直方圖，有CFR

結(jié)論

DPD是一種復雜的算法，許多人都覺得很難用。為了獲得最優(yōu)結(jié)果，需要花費大量精力設(shè)置硬件和軟件，并且要小心謹慎。ADI的ADRV9002提供集成式片內(nèi)DPD，將顯著降低復雜性。ADRV9002還配備有DPD軟件工具，可以幫助用戶分析其DPD性能。

責任編輯：彭菁