前言：本文涉及一種實(shí)現(xiàn)磁集成應(yīng)用的DCDC模式高效率控制策略，解決了磁集成應(yīng)用中以單獨(dú)DCDC模式工作時電源轉(zhuǎn)換效率低，不能實(shí)現(xiàn)ZVS，不能控制原邊PFC輸出電壓，以及原邊電壓不受控制導(dǎo)致過電壓損壞電路等技術(shù)難題。實(shí)現(xiàn)了磁集成應(yīng)用在以DCDC模式單獨(dú)工作時，以全負(fù)載范圍ZVS方法實(shí)現(xiàn)電源高轉(zhuǎn)換效率，以及同時能控制原邊PFC側(cè)的直流電壓，大幅度提升了磁集成應(yīng)用的整體系統(tǒng)可靠性。

圖1，是新能源汽車雙向充電功能OBC的磁集成應(yīng)用的主要功率變換拓?fù)潆娐穲D。其中變壓器有四個繞組，磁集成系統(tǒng)中存在三個功率流向，分別是原邊PFC高壓側(cè)（黃色填充區(qū)域），第一副邊OBC高壓側(cè)（藍(lán)色填充區(qū)域），第二副邊DCDC低壓側(cè)（綠色填充區(qū)域）。備注說明：下文為了簡化表達(dá)，都將PFC高壓側(cè)，OBC高壓側(cè)，DCDC低壓側(cè)，只寫為原邊，第一副邊和第二副邊。

（圖1）

新能源汽車雙向充電功能的磁集成系統(tǒng)可以存在以下幾種工作模式：第一種是以O(shè)BC模式工作，功率從原邊經(jīng)過原邊全橋逆變成交流方波，經(jīng)過主變壓器傳遞到第一副邊，為新能源汽車的高壓電池包充電，下文簡稱為OBC模式。第二種是以O(shè)BC加DCDC模式工作，功率從原邊經(jīng)過原邊全橋逆變成交流方波，經(jīng)過主變壓器傳遞到第一副邊，為新能源汽車的高壓電池包充電。同時也傳遞到第二副邊經(jīng)過降壓電路穩(wěn)壓后為新能源汽車的蓄電池充電，下面簡稱為D+C模式。第三種是以逆變器模式工作，功率從第一副邊經(jīng)過副邊全橋逆變成交流方波，經(jīng)過主變壓器傳遞到原邊，將新能源汽車的高壓電池的電能傳輸?shù)叫履茉雌嚨耐獠控?fù)載供電，下文簡稱為INV模式。第四種是以逆變器模式工作，功率從第一副邊經(jīng)過副邊全橋逆變成交流方波，經(jīng)過主變壓器傳遞到原邊，將新能源汽車的高壓電池的電能傳輸?shù)叫履茉雌嚨耐獠控?fù)載供電。同時也傳遞到第二副邊經(jīng)過降壓電路穩(wěn)壓后為新能源汽車的蓄電池充電，下面簡稱為D+I模式。第五種是以DCDC模式工作，功率從第一副邊經(jīng)過副邊全橋逆變成交流方波，傳遞到第二副邊經(jīng)過電路整流穩(wěn)壓后為新能源汽車的蓄電池充電，下面簡稱為DCDC模式。

在新能源汽車雙向充電功能的磁集成系統(tǒng)以DCDC模式（模式五）工作時，即為：新能源汽車的高壓電池包為輸入電源，該電源接通到第一副邊全橋兩端，此時需要控制第一副邊全橋的開關(guān)管，可以以全橋?qū)堑姆椒ㄩ_通兩個開關(guān)管（QA_S和QD_S一起開或QB_S和QC_S一起開），第一副邊全橋輸出可調(diào)占空比的方波電壓，這個電壓會加到主變壓器在第一副邊的繞組上。根據(jù)變壓器的電磁感應(yīng)原理，變壓器會在另外三個繞組上輸出與第一副邊繞組上的電壓成比例的電壓，不同繞組的輸出電壓受到變壓器的繞組的線圈匝數(shù)比約束。

在以DCDC模式（模式五）工作時，我們希望的目的是將新能源汽車的高壓電池包的輸出電壓通過全橋?qū)ΨQ脈寬調(diào)制控制方法，轉(zhuǎn)換為新能源汽車的低壓蓄電池的電壓14V，為行車時提供必要的低壓電源。但是由于變壓器的各個繞組輸出電壓與第一副邊繞組電壓成匝比的比例關(guān)系，在第二副邊DCDC輸出整流和濾波電路獲得PWM方波的同時，原邊高壓側(cè)也不可避免的接受到變壓器繞組上的PWM方波電壓。加在原邊高壓側(cè)的變壓器繞組輸出PWM方波電壓，會經(jīng)過原邊高壓側(cè)全橋MOSFET的體二極管整流，再通過原邊高壓直流鋁電解電容濾波，會在原邊高壓鋁電解電容兩端形成不穩(wěn)定的高壓直流電。同時由于原邊全橋中還串聯(lián)了電感和電容器和其它寄生參數(shù)，這些器件形成了原邊的LC諧振網(wǎng)絡(luò)，在原邊完全空載的情況下，加在原邊高壓鋁電解電容上的電壓將會很快超過變壓器原邊繞組的電壓，可能過壓損壞與原邊相連接的電路器件，可見圖2所示。

（圖2）

為了解決PFC側(cè)電壓不斷升高導(dǎo)致高壓鋁電解電容過電壓損壞的問題，現(xiàn)有技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法是，通過把原邊和第一副邊的兩組全橋，以相同的PWM波來進(jìn)行控制，可以為原邊高壓鋁電解電容上的電壓提供一個可以釋放電流的路徑，進(jìn)而可以在穩(wěn)態(tài)工作時將原邊高壓鋁電解電容的電壓穩(wěn)定在與變壓器繞組成為同比例的電壓值。原邊變壓器兩端電壓VFB_P和原邊變壓器電流IL_P，第一副邊的變壓器繞組電壓VFB_S和第一副邊電流IL_S，及其原邊和第一副邊的兩組全橋的八個PWM驅(qū)動信號時序，可見圖3：

（圖3）

從圖3可以看到，當(dāng)以DCDC模式（模式五）工作時控制策略使用普通對稱PWM控制，此時第一副邊全橋的對角兩個開關(guān)同時進(jìn)行開關(guān)操作，如QA_S/QD_S/QA_P/QD_P這四個開關(guān)管一起開，或QB_S/QC_S/QB_P/QC_P這四個開關(guān)管一起開。從圖3中可以看到，當(dāng)原邊高壓全橋與第一副邊的全橋的兩組互為變壓器同名端的繞組連接橋臂同時開關(guān)工作時。原邊全橋的橋臂開通時有電壓加在原邊全橋串聯(lián)的電感Lr_p和電容Cr_p上，此時流過電感的電流從負(fù)向上升到正向，在開通周期內(nèi)先有電流從原邊高壓側(cè)的鋁電解電容中經(jīng)過原邊全橋的對角開關(guān)管流過原邊串聯(lián)電感LR_P到變壓器中，這部分電流會經(jīng)過變壓器傳遞到DCDC的低壓輸出側(cè)。當(dāng)原邊串聯(lián)電感的電流負(fù)向下降到零后，再由原邊變壓器繞組的兩端的電壓加在電感上，產(chǎn)生正向電流，為串聯(lián)Lr_p電感儲能和鋁電解電容充電。

當(dāng)?shù)谝桓边叺娜珮蜷_關(guān)管關(guān)閉后，在此同時也將原邊高壓側(cè)的全橋開關(guān)管關(guān)閉。原邊串聯(lián)電感Lr_P因?yàn)榱鬟^電流存儲了磁場能，當(dāng)原邊全橋開關(guān)管關(guān)閉后。串聯(lián)電感Lr_p會與原邊全橋開關(guān)管的寄生電容Coss組成LC諧振電路，在原邊全橋的兩個橋臂中點(diǎn)會產(chǎn)生電壓正弦振蕩，此時電感中存儲的能量會在正弦振蕩中完成傳遞和轉(zhuǎn)換。由于此時LC振蕩電路中的阻性成分極低，所以電感中存儲的能量損耗非常少，當(dāng)一個新的開關(guān)周期開始時，原邊串聯(lián)的電感電流再次開始進(jìn)行負(fù)向到正向或從正到負(fù)的充電過程。因?yàn)閺囊粋€開關(guān)周期來看，原邊串聯(lián)電感Lr_P電流流入變壓器和流出變壓器的電流相等。也因?yàn)樵谒虚_關(guān)管關(guān)閉階段LC振蕩損耗較小，所以當(dāng)電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作時，經(jīng)過變壓器流出和流入到原邊全橋的功率相當(dāng)。 所以，在電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作時，原邊PFC高壓鋁電解電容兩端的電壓等于原邊變壓器的繞組兩端的電壓 ，即便在占空比進(jìn)行調(diào)整，瞬態(tài)響應(yīng)期間兩個電壓不相等，但是在電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作后這兩個電壓都會恢復(fù)到相等的狀態(tài)。

在DCDC工作模式（模式五）時候使用對稱PWM控制原邊和第一副邊的兩組全橋，其中第一副邊全橋不能實(shí)現(xiàn)ZVS，導(dǎo)致DCDC工作模式轉(zhuǎn)換效率差。原邊高壓鋁電解電容兩端的電壓也僅僅只是受限于在變壓器匝比，如果當(dāng)?shù)谝桓边叺妮斎腚妷狠^高如600V以上時，必須要使用較大的匝比讓原邊變壓器繞組的輸出電壓低于420V（通常從成本最優(yōu)化考慮原邊高壓鋁電解電容器的最高耐壓為450V），這樣才能保證新能源汽車雙向充電功能的磁集成應(yīng)用的可靠性和壽命保證。但是較大的原邊和第一副邊的匝比就不能優(yōu)化D+C（模式二）或D+I（模式四）模式工作時，原邊到第一副邊或第一副邊到原邊的功率轉(zhuǎn)換效率。通常情況下新能源汽車雙向充電功能的磁集成應(yīng)用的原邊到第一副邊或第一副邊到原邊的功率轉(zhuǎn)換控制技術(shù)是使用CLLC或DAB控制策略。新能源汽車雙向充電功能的磁集成應(yīng)用以這類控制方法工作時，較大的匝比嚴(yán)重降低了功率變換效率，會使系統(tǒng)始終不能在最優(yōu)工作點(diǎn)進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換。原邊和第一副邊的匝比較大還加大了流過全橋的開關(guān)管導(dǎo)通電流，導(dǎo)致選型困難，開關(guān)管發(fā)熱量增大以及系統(tǒng)可靠性降低等問題。

本文主要是為了解決新能源汽車雙向充電功能的磁集成應(yīng)用在以獨(dú)立DCDC模式（模式五）工作時使用對稱PWM模式控制效率偏低，原邊PFC電壓不受控制，變壓器的匝比不能優(yōu)化等問題。

本文提出了一種全新的控制方式，在新能源汽車雙向充電功能的磁集成應(yīng)用或新能源汽車充電功能的磁集成應(yīng)用中以獨(dú)立DCDC模式（模式五）工作時，第一副邊全橋使用不對稱PWM全橋控制，在原邊全橋使用對稱PWM全橋控制，并通過調(diào)整兩個全橋輸出在變壓器上的的交流方波電壓的相位差，可以實(shí)現(xiàn)對原邊高壓鋁電解電容上的電壓實(shí)現(xiàn)控制，同時還實(shí)現(xiàn)了第一副邊全橋的全負(fù)載范圍ZVS工作，大幅度的改善了獨(dú)立DCDC模式（模式五）工作時的功率轉(zhuǎn)換效率，降低了原邊高壓電解電容電壓，優(yōu)化了原邊和第一副邊的變壓器匝比，從而實(shí)現(xiàn)整體系統(tǒng)的高效率，高可靠性。

第一副邊使用不對稱PWM全橋控制，其具體波形可見圖4所示。不對稱PWM全橋與普通移相全橋控制不同，不對稱PWM控制全橋的第一副邊的兩個高端開關(guān)管（QA_S和QC_S）互補(bǔ)開關(guān)，再通過調(diào)整第一副邊全橋低端開關(guān)管（QB_S和QD_S）的占空比來實(shí)現(xiàn)對全橋輸出PWM方波電壓的寬度進(jìn)行控制，從而實(shí)現(xiàn)DCDC的輸出穩(wěn)壓。

（圖4）

在第一副邊使用不對稱ZVS全橋控制，可以讓第一副邊的高壓全橋?qū)崿F(xiàn)較大負(fù)載范圍的ZVS。同時與傳統(tǒng)移相全橋控制方法不同，在變壓器兩端電壓波形為零時，不對稱ZVS全橋僅有高端開關(guān)管（QA_S或QC_S）處于開通，其余三個開關(guān)管都處于關(guān)閉狀態(tài)，這樣有助于降低變壓器第一副邊的環(huán)流電流。原邊高壓全橋使用對稱PWM控制，這個原邊PWM驅(qū)動波形時序上同步于第一副邊高壓全橋的輸出有效PWM電壓方向，并超前一定的時間，可見圖5所示。

由于在原邊高壓全橋的輸出電壓PWM為零時，原邊全橋的所有開關(guān)管（QA_P/QB_P/QC_P/QD_P）均已經(jīng)關(guān)閉，串聯(lián)在原邊全橋中的電感Lr_p需要找到釋放路徑，所以串聯(lián)在原邊全橋中的電感Lr_p會與原邊全橋的橋臂中開關(guān)管和變壓器的寄生電容產(chǎn)生諧振。因此原邊電流在原邊PWM全部關(guān)閉后存在由LC諧振產(chǎn)生的三角波電流。當(dāng)?shù)谝桓边吀邏喝珮虻膶情_關(guān)管同時開啟（QA_S和QD_S一起開或QB_S和QC_S一起開）會輸出高壓方波，原邊全橋的對稱PWM控制方法也會同時開啟與變壓器同名端對應(yīng)的橋臂開關(guān)管。此時電流會先流入然后流出原邊高壓全橋，在系統(tǒng)工作達(dá)到穩(wěn)態(tài)后原邊高壓鋁電解電容上的電壓會與變壓器原邊繞組的電壓保持一致，這種工況的工作原理已經(jīng)在技術(shù)背景中詳細(xì)描述。

通過調(diào)整原邊高壓全橋的對稱PWM波形與第一副邊高壓全橋的不對稱PWM波形之間的相位差，實(shí)現(xiàn)了對原邊高壓鋁電解電容器的電壓控制，更進(jìn)一步的提升了新能源汽車充電功能的磁集成應(yīng)用的DCDC的可靠性，讓不能被控制的原邊高壓鋁電解電容器的電壓控制變得能被控制，并且可以在任何負(fù)載情況下都維持穩(wěn)定，其原邊和第一副邊兩個全橋的PWM波形可見性圖5所示。

（圖5）

通過讓原邊全橋的對稱PWM驅(qū)動超前于第一副邊不對稱PWM驅(qū)動，解決了第一副邊高壓全橋在以不對稱PWM全橋工作時在輕負(fù)載不能實(shí)現(xiàn)ZVS的缺點(diǎn)。因?yàn)樵吶珮虺伴_通后，會有電流流入第一副邊全橋，幫助第一副邊全橋?qū)崿F(xiàn)了全范圍的ZVS工作。并且通過調(diào)整原邊對稱PWM與第一副邊全橋不對稱PWM信號的時間差（圖5中的Td），還可以控制原邊電解電容上的電壓值，超前時間越多(Td越大)，原邊電解電容上的電壓值越低。是因?yàn)橛懈嗟碾娏髟谶@個超前的時間里傳入到了第一副邊，使得電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作后降低了原邊高壓電解電容的電壓。當(dāng)兩個全橋的PWM驅(qū)動信號沒有超前和滯后的時間差時，原邊電解電容上的電壓等同于變壓器繞組上的電壓值。

其具體工作時序可見下圖所示，圖6顯示了原邊全橋和第一副邊全橋的變壓器繞組同名端對應(yīng)的橋臂同時處于開通狀態(tài)（原邊全橋QC_P和QB_P， 第一副邊全橋QC_S1和QB_S）。此時第一副邊全橋分別向原邊和第二副邊DCDC整流器傳輸功率。此時原邊全橋電流從負(fù)向流到正向，在穩(wěn)態(tài)時串聯(lián)在原邊全橋中電感的流入和流出的電流處于相等值。

（圖6）

第一副邊全橋低端開關(guān)管（QB_S）受到DCDC的反饋環(huán)的控制在達(dá)到所需的ONTIME后會關(guān)閉低端開關(guān)管。此時第一副邊全橋的電流會因?yàn)镼B_S關(guān)閉后，會流經(jīng)QA_S體二極管和QC_S1后形成第一副邊全橋的新的閉環(huán)電流路徑。而原邊全橋和原邊橋臂中串聯(lián)的諧振電感，也因?yàn)樵谏弦粋€狀態(tài)里流過電流，此時會向QC_P和QD_P的寄生電容充電，然后流過QC_P和QB_P的體二極管形成新的閉環(huán)電流路徑，同時與原邊橋臂中的寄生電容進(jìn)行諧振，在這個狀態(tài)里原邊所有開關(guān)管全部關(guān)閉，可見圖7所示。

（圖7）

讓原邊全橋的驅(qū)動PWM超前于第一副邊全橋的驅(qū)動信號，隨著原邊全橋的PWM開啟另外一組橋臂（QA_P和QD_P），電流流出變壓器原邊繞組的同名端，所以也會有電流流入變壓器第一副邊的同名端。在此狀態(tài)下原邊全橋的驅(qū)動信號超前于第一副邊全橋的驅(qū)動，所以會在該段時間內(nèi)（超前時間Td）有較大的電流流入到第一副邊全橋的QA_S和QB_S橋臂，為第一副邊全橋的ZVS實(shí)現(xiàn)提供了足夠的電流，經(jīng)過測試原邊全橋的對稱PWM驅(qū)動信號僅需超前于第一副邊全橋的驅(qū)動信號300ns以上即可實(shí)現(xiàn)全范圍的ZVS，可見圖8所示。然后QC_S1開關(guān)管關(guān)閉，也會有電流順勢流過QD_S的體二極管，從而實(shí)現(xiàn)了QD_S和QA_S的ZVS。

（圖8）

然后第一副邊全橋的PWM信號改為QA_S和QD_S開通，電流從第一副邊高壓全橋流入到變壓器原邊全橋和第二副邊DCDC整流濾波電路，為DCDC提供功率。在此同時，原邊電流也進(jìn)行了換相，從上一個狀態(tài)的負(fù)向，變?yōu)檎螂娏?，可見圖9。

（圖9）

原邊高壓全橋和第一副邊全橋的PWM實(shí)際波形可見圖10所示，測試波形具體展示了在具體電路中的實(shí)際工作情況?？刂频谝桓边吶珮蝌?qū)動為不對稱PWM驅(qū)動，降低第一副邊全橋的環(huán)流，提升輕負(fù)載效率。同時讓原邊全橋使用對稱PWM驅(qū)動，讓原邊全橋超地驅(qū)動超前于第一副邊全橋的不對稱PWM驅(qū)動300~500ns，可以實(shí)現(xiàn)第一副邊全橋的全范圍ZVS，也降低原邊直流母線上鋁電解電容的電壓值，通過開環(huán)或低增益閉環(huán)控制原邊全橋PWM的超前時間，可以同時實(shí)現(xiàn)DCDC輸出電壓和原邊高壓直流母線電壓的穩(wěn)定。

解決了目前新能源汽車雙向充電功能的磁集成和單向應(yīng)用充電功能的磁集成的DCDC以模式五工作時的缺陷，實(shí)現(xiàn)了DCDC模式高效率轉(zhuǎn)換，整機(jī)高可靠性，拓寬了輸入輸出范圍，優(yōu)化了主變壓器的匝比設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)。

（圖10）