一簡介

鐵氧體磁珠是無源器件，可在寬頻率范圍內(nèi)過濾高頻噪聲。它在目標(biāo)頻率范圍內(nèi)具有電阻特性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。鐵氧體磁珠與電源網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)，而磁珠的兩端通常接對(duì)地電容，形成一個(gè)低通濾波器網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)一步降低高頻電源噪聲。

但是，若系統(tǒng)設(shè)計(jì)中對(duì)鐵氧體磁珠使用不當(dāng)，則會(huì)產(chǎn)生不利影響。正確理解并充分考慮鐵氧體磁珠的特性后，這些問題是可以避免的。

本文討論系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員在電源系統(tǒng)中使用鐵氧體磁珠時(shí)的注意事項(xiàng)，比如直流偏置電流變化時(shí)的阻抗與頻率特性，以及干擾LC諧振效應(yīng)。最后，為了解決干擾諧振問題，介紹了阻尼技術(shù)，并比較了各項(xiàng)阻尼方法的有效性。

為演示鐵氧體磁珠作為輸出濾波器影響而采用的器件是一款 2 A/1.2 A DC-DC 開關(guān)調(diào)節(jié)器，具有獨(dú)立的正輸出和負(fù)輸出 (ADP5071)。文中所用的鐵氧體磁珠主要采用芯片類型表貼封裝。

二鐵氧體磁珠簡化模型與仿真

鐵氧體磁珠能夠等效為一個(gè)由電阻、電感和電容組成的簡化電路，如圖1a 所示。RDC對(duì)應(yīng)磁珠的直流電阻。CPAR、LBEAD和RAC分別表示寄生電容、磁珠電感和與磁珠有關(guān)的交流電阻（交流磁芯損耗）。

圖1. (a) 簡化電路模型

(b) 采用韜略磁珠TLED2012E102-1R5TF 測(cè)量的ZRX曲線。

鐵氧體磁珠可依據(jù)三個(gè)響應(yīng)區(qū)域分類：感性、阻性和容性。查看ZRX曲線便可確定這些區(qū)域（如圖1b 所示），其中Z表示阻抗、R表示電阻、X表示磁珠的電抗。為了降低高頻噪聲，磁珠必須處于阻性區(qū)域內(nèi)；電磁干擾 (EMI) 濾波應(yīng)用尤其需注意這一點(diǎn)。該元件用作電阻，可阻止高頻噪聲并以熱量的形式耗散。阻性區(qū)域出現(xiàn)在磁珠交越頻率(X = R) 之后，直至磁珠變?yōu)槿菪缘哪且稽c(diǎn)為止。此容性點(diǎn)位置為容性電抗 (–X) 絕對(duì)值等于R的頻率處。

某些情況下，簡化電路模型可用來近似計(jì)算鐵氧體磁珠高達(dá) sub-GHz范圍的阻抗特性。

本文以磁珠TLED2012E102-1R5TF多層鐵氧體磁珠為例。圖1b顯示了在零直流偏置電流條件下使用阻抗分析儀測(cè)得的磁珠TLED2012E102-1R5TF ZRX響應(yīng)。在測(cè)得的ZRX曲線上，磁珠表現(xiàn)出最大感性特性（Z ≈ XL；LBEAD）的區(qū)域中，該磁珠的電感可根據(jù)下列公式計(jì)算：

其中: f 是區(qū)域內(nèi)磁珠表現(xiàn)為感性的任意頻率點(diǎn)。本例中，f = 30.7 MHz。XL是30.7 MHz時(shí)的電抗，數(shù)值為233 Ω。 由公式1 得出的電感值 (LBEAD) 等于1.208 μH。 在磁珠表現(xiàn)出最大容性特性（Z ≈ | XC|；CPAR）的區(qū)域中，寄生電容可根據(jù)下列公式計(jì)算：

其中:

f 是區(qū)域內(nèi)磁珠表現(xiàn)為容性的任意頻率點(diǎn)。本例中，f = 803 MHz |XC|是803 MHz 時(shí)的電抗，數(shù)值為118.1 Ω。由公式2得出的寄生電容值(CPAR) 等于1.678 pF。

根據(jù)制造商的數(shù)據(jù)手冊(cè)，直流電阻(RDC) 等于300 mΩ。交流電阻(RAC)是磁珠表現(xiàn)為純阻性時(shí)的峰值阻抗。從Z中減去RDC即可得出RAC。由于相比峰值阻抗，RDC極小，因而可以忽略。因此，本例中RAC等于1.082 kΩ。使用ADIsimPE電路仿真工具生成阻抗與頻率響應(yīng)的關(guān)系。圖2a顯示了電路仿真模型，并提供計(jì)算值；圖2b顯示了實(shí)際測(cè)量結(jié)果以及仿真結(jié)果。本例中，從電路仿真模型得出的阻抗曲線與測(cè)量曲線嚴(yán)格匹配。

圖2. (a) 電路仿真模型 (b) 實(shí)際測(cè)量結(jié)果與仿真測(cè)量結(jié)果。

在噪聲濾波電路設(shè)計(jì)和分析中，采用鐵氧體磁珠模型很有幫助。例如，當(dāng)與去耦電容一同組成低通濾波器網(wǎng)絡(luò)時(shí)，對(duì)電感進(jìn)行近似計(jì)算對(duì)于決定諧振頻率截止很有幫助。然而，本文中的電路模型是零直流偏置電流情況下的近似。此模型可能隨直流偏置電流的變化而改變，而在其他情況下可能需要采用更復(fù)雜的模型。

三直流偏置電流考慮因素

為電源應(yīng)用選擇正確的鐵氧體磁珠不僅需要考慮濾波器帶寬，還需考慮磁珠相對(duì)于直流偏置電流的阻抗特性。大部分情況下，制造商僅指定磁珠在100 MHz的阻抗并公布零直流偏置電流時(shí)的頻率響應(yīng)曲線數(shù)據(jù)手冊(cè)。然而，將鐵氧體磁珠用作電源濾波時(shí)，通過磁珠的負(fù)載電流始終不為零，并且隨著直流偏置電流從零開始增長，這些參數(shù)也會(huì)隨之迅速改變。 隨著直流偏置電流的增加，磁芯材料開始飽和，導(dǎo)致鐵氧體磁珠電感大幅下降。電感飽和度根據(jù)組件磁芯所用的材料而有所不同。圖3a顯示了兩個(gè)鐵氧體磁珠的典型直流偏置依賴情況。額定電流為50%時(shí)，電感最多下降90%。

圖3. (a) 直流偏置對(duì)磁珠電感的影響以及相對(duì)于直流偏置電流的曲線

(b) 采用TLED1608E101-1R5TF磁珠

(c) 采用TLED4516U700-6R0TF 磁珠

如需高效過濾電源噪聲，則就設(shè)計(jì)原則來說，應(yīng)在額定直流電流約20%處使用鐵氧體磁珠。如這兩個(gè)示例所示，在額定電流20%處，電感下降至約30%（6 A磁珠）以及約15%（3 A磁珠）。鐵氧體磁珠的電流額定值是器件在指定升溫情況下可承受的最大電流值，并非供濾波使用的真實(shí)工作點(diǎn)。

此外，直流偏置電流的效果可通過頻率范圍內(nèi)阻抗值的減少而觀察到，進(jìn)而降低鐵氧體磁珠的有效性和消除EMI 的能力。圖 3b和圖3c顯示了鐵氧體磁珠阻抗如何隨直流偏置電流的變化而改變。只需施加額定電流的50%，100 MHz時(shí)的有效阻抗就會(huì)從100Ω大幅下降至10Ω（ TLED1608E101-1R5TF，100 Ω，3 A， 0603），以及從70Ω下降至15Ω（TLED4516U700-6R0TF， 70 Ω，6 A，1812）。

系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員必須完全了解直流偏置電流對(duì)磁珠電感和有效阻抗的影響，因?yàn)檫@對(duì)于要求高電源電流的應(yīng)用可能十分重要。

四LC諧振效應(yīng)

當(dāng)鐵氧體磁珠與去耦電容一同應(yīng)用時(shí)，可能產(chǎn)生諧振尖峰。這個(gè)經(jīng)常被忽視的效應(yīng)可能會(huì)損害性能，因?yàn)樗赡軙?huì)放大系統(tǒng)的紋波和噪聲，而非衰減它們。很多情況下，此尖峰發(fā)生在DC-DC 轉(zhuǎn)換器的常用開關(guān)頻率附近。 當(dāng)?shù)屯V波器網(wǎng)絡(luò)（由鐵氧體磁珠電感和高Q 去耦電容組成）的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時(shí)，發(fā)生尖峰。濾波結(jié)果為欠阻尼。圖4a顯示的是TLED1608E102-1R5TF 測(cè)量阻抗與頻率的關(guān)系曲線。阻性元件（與干擾能量的耗散有關(guān)）在達(dá)到大約20MHz到30MHz范圍之前影響不大。低于此頻率則鐵氧體磁珠依然具有極高的Q值，且用作理想電感。典型鐵氧體磁珠濾波器的LC諧振頻率一般位于0.1 MHz到10 MHz范圍內(nèi)。對(duì)于300 kHz到5MHz范圍內(nèi)的典型開關(guān)頻率，需要更多阻尼來降低濾波器Q值。

圖4. (a) TLED1608E102-1R5TF ZRX曲線 (b) 鐵氧體磁珠和電容低通濾波器的S21 響應(yīng) 圖4b 顯示了此效應(yīng)的一個(gè)示例；圖中，磁珠的S21 頻率響應(yīng)和電容低通濾波器顯示了峰值效應(yīng)。此例中使用的鐵氧體磁珠是 TLED1608E102-1R5TF（100 Ω，3 A，0603），使用的去耦電容是Murata GRM188R71H103KA01 低ESR 陶瓷電容（10 nF，X7R， 0603）。負(fù)載電流為微安級(jí)別。 無阻尼鐵氧體磁珠濾波器可能表現(xiàn)出從約10dB到約15dB的尖峰，具體取決于濾波器電路Q值。圖4b中，尖峰出現(xiàn)在2.5 MHz左右，增益高達(dá)10 dB。 此外，信號(hào)增益在1 MHz 到3.5 MHz 范圍內(nèi)可見。如果該尖峰出現(xiàn)在開關(guān)穩(wěn)壓器的工作頻段內(nèi)，那么可能會(huì)有問題。它會(huì)放大干擾開關(guān)偽像，嚴(yán)重影響敏感負(fù)載的性能，比如鎖相環(huán)(PLL)、 壓控振蕩器 (VCO) 和高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)。圖4b 中顯示的結(jié)果為采用極輕負(fù)載（微安級(jí)別），但對(duì)于只需要數(shù)微安到1 mA 負(fù)載電流的電路部分或者在某些工作模式下關(guān)閉以節(jié)省功耗的部分而言，這是一個(gè)實(shí)用的應(yīng)用。這個(gè)潛在的尖峰在系統(tǒng)中產(chǎn)生了額外的噪聲，可能會(huì)導(dǎo)致不良串?dāng)_。 例如，圖5顯示了一個(gè)ADP5071 應(yīng)用電路，該電路采用了磁珠濾波器；圖6 顯示了正輸出端的頻譜曲線。開關(guān)頻率設(shè)為2.4 MHz，輸入電壓設(shè)為9 V，輸出電壓設(shè)為16 V，負(fù)載電流設(shè)為5 mA。

圖5. ADP5071 應(yīng)用電路（帶磁珠和電容低通濾波器，部署在正輸出端）

圖6. ADP5071 頻譜輸出（5 mA 負(fù)載） 由于磁珠的電感和10 μF 陶瓷電容，諧振尖峰出現(xiàn)在約2.5 MHz 處。出現(xiàn)了10 dB增益，而非衰減2.4 MHz處的基頻紋波頻率。 影響諧振尖峰的其他因素是鐵氧體磁珠濾波器的串聯(lián)阻抗和負(fù)載阻抗。在較電源內(nèi)阻下，尖峰大幅下降，并被阻尼所減弱。然而，采用這種方法會(huì)導(dǎo)致負(fù)載調(diào)節(jié)下降，從而失去實(shí)用性。由于串聯(lián)電阻下降，輸出電壓隨負(fù)載電流而下降。負(fù)載阻抗還會(huì)影響峰值響應(yīng)。輕載條件下的尖峰更嚴(yán)重。

五阻尼方法

本節(jié)介紹三種阻尼方法，系統(tǒng)工程師可用來大幅降低諧振尖峰電平（見圖7）。

圖7. 不同阻尼方法的實(shí)際頻率響應(yīng)

1、方法A 是在去耦電容路徑上添加一個(gè)串聯(lián)電阻，可抑制系統(tǒng)諧振，但會(huì)降低高頻旁路有效性；

2、方法B 是在鐵氧體磁珠兩端添加一個(gè)小數(shù)值并聯(lián)電阻，這樣也會(huì)抑制系統(tǒng)諧振。但是，在高頻時(shí)濾波器的衰減特性會(huì)下降。圖8顯示了TLED1608E102TF 使用和不使用10Ω并聯(lián)電阻的情況下阻抗與頻率的關(guān)系曲線。淺綠色虛線表示磁珠采用10Ω并聯(lián)電阻的總阻抗。磁珠阻抗和電阻組合大幅下降，并主要由10Ω電阻決定。但是采用10Ω并聯(lián)電阻時(shí)的3.8 MHz交越頻率遠(yuǎn)低于磁珠自身在40.3 MHz時(shí)的交越頻率。在低得多的頻率范圍內(nèi)磁珠表現(xiàn)出阻性，可降低Q值，改善阻尼性能。

圖8. (a) TLED1608E101-1R5TF ZRX曲線

(b) TLED1608E101-1R5TF ZRX曲線，縮放視圖

3、方法C是添加大電容 (CDAMP)與串聯(lián)阻尼電阻(RDAMP)的組合，通常這種方法最佳。

添加電容和電阻可抑制系統(tǒng)諧振，同時(shí)不會(huì)降低高頻時(shí)的旁路有效性。采用此種方法可以避免大隔直電容導(dǎo)致電阻功耗過大。該電容必須遠(yuǎn)大于所有去耦電容之和，這降低了所需的阻尼電阻值。在諧振頻率處，電容阻抗必須遠(yuǎn)小于阻尼電阻，以便減少尖峰。

圖9 顯示了ADP5071 正輸出頻譜曲線，其應(yīng)用電路采用阻尼方法C，如圖5 所示。CDAMP 和RDAMP 分別是1 μF 陶瓷電容和2 Ω SMD 電阻。2.4 MHz 時(shí)的基頻紋波降低5 dB 增益，而非圖9 中 顯示的10 dB 增益。

圖9. 采用阻尼方法C時(shí)的ADP5071頻譜輸出以及磁珠和電容低通濾波器

一般而言，方法C 最為優(yōu)雅，通過添加一個(gè)電阻和陶瓷電容的 串聯(lián)組合實(shí)現(xiàn)，無需購買昂貴的專用阻尼電容。比較可靠的設(shè) 計(jì)始終包含電阻，可在原型制作時(shí)方便調(diào)試，如果不需要還可 移除。唯一缺點(diǎn)是額外的元件成本和更多的電路板占位空間。

六總結(jié)

磁珠是工程師電路設(shè)計(jì)中應(yīng)用的廣泛的器件之一，本文討論了使用鐵氧體磁珠時(shí)必須考慮的關(guān)鍵因素，希望對(duì)廣大工程師有借鑒意義，把產(chǎn)品的EMC設(shè)計(jì)的更好。 ———— / END / ————

審核編輯：湯梓紅