結(jié)合常用的車載調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）雷達和擴頻通信技術(shù)，針對通信與目標(biāo)探測相結(jié)合的綜合波形設(shè)計、硬件實現(xiàn)等問題，研究了基于直接調(diào)制的調(diào)頻連續(xù)波（DM-FMCW）的一體化系統(tǒng)，通過仿真結(jié)合理論推導(dǎo)驗證信號合成方案的可行性，搭建一體化測試系統(tǒng)。結(jié)果表明：利用正交相移鍵控（QPSK）調(diào)制通信信號并不會影響雷達性能；一體化信號的通信誤碼率與QPSK 信號相同，雷達速度分辨率為0.1 m/s，距離分辨率為1 m。

0 前言

隨著數(shù)據(jù)時代的發(fā)展，智能交通及車聯(lián)網(wǎng)的概念被提出，這要求汽車兼具通信和目標(biāo)探測的功能［1］。由于調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）信號具有恒定包絡(luò)、短脈沖周期和高擴頻增益等特點，因此其具備高距離分辨率、高速度分辨率等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于車載雷達系統(tǒng)。以FMCW 為基礎(chǔ)的通信及目標(biāo)探測設(shè)備具有體積小、便捷程度高和共享頻譜資源等優(yōu)點。

在各種方式下以FMCW 為基礎(chǔ)的雷達信號被用于調(diào)制通信信息，楊云飛等［2］針對連續(xù)相位調(diào)制（CPM）-線性頻率調(diào)制（LFM）波形中各符號內(nèi)部調(diào)制了通信信息，調(diào)制方式采用CPM，使其對雷達性能的影響最低。在調(diào)制的通信信息的影響下會產(chǎn)生距離旁瓣調(diào)制，并導(dǎo)致波形具有隨機性，進而影響多普勒維的脈沖主旁瓣［3］。為此，還需要增加額外的距離旁瓣來進行抑制處理，以彌補雷達性能的損耗［4］。劉耀文等［5］提出將最小頻移鍵控（MSK）信號與LFM 信號相結(jié)合，將LFM 信號作為MSK 信號的載波，得到MSK-LFM 一體化信號，但此方案采用低階調(diào)制，通信速率不高，難以應(yīng)用在實際通信中。

針對雷達與通信共存的情況，本文研究了兩者性能間的相互影響，設(shè)計并驗證了一款易于實現(xiàn)的車載一體化系統(tǒng)，分別采用π/4 相移的正交相移鍵控（QPSK）來調(diào)制幀頭信號和通信信號。

1 直接調(diào)制的調(diào)頻連續(xù)波（DM-FMCW）信號模型

所設(shè)計的一體化信號以連續(xù)波為基礎(chǔ)，將1 幀通信數(shù)據(jù)的長度與雷達脈沖重復(fù)時間所占用的長度相對應(yīng)，即認為一個脈沖重復(fù)時間（PRT）內(nèi)所包含的數(shù)據(jù)為1 幀信號，其包含多個通信符號，利用掃頻余弦（Chirp）信號承載通信信息，結(jié)合擴頻技術(shù)可提高信號積累的能量，減少噪聲對信號的干擾。信號總體以FMCW 為載波，可將其視為多個Chirp 信號的拼接，數(shù)據(jù)幀頭部分采用固定數(shù)量的符號承擔(dān)，其后的符號可以隨機調(diào)制通信信息。

作為載波的Chirp 信號sc(t)表示為：

式中：f0為信號的中心頻率；k為載波信號的調(diào)頻斜率，k=B/Tc，B為Chirp 信號的帶寬，Tc為Chirp 信號的掃頻時長；t為時間，t∈[0，Tc]。

在1 幀信號中，取5 個固定符號置于幀頭，用作信號同步，并采用π/4 相移的QPSK 對幀頭信號進行調(diào)制，以確定信號因信道影響而產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)角度。除幀頭外的所有符號均可用于加載通信信息，筆者采用QPSK 進行調(diào)制。采用2 種不同調(diào)制方式可以更好地區(qū)分幀頭和通信信號。

1 幀發(fā)送信號s(t)的表達式如下：

式中：M為用作幀頭的Chirp 信號個數(shù)；θm為π/4 相移QPSK 調(diào)制的第m個幀頭符號的信號相位；N為隨機調(diào)制的通信總符號數(shù)；φn為QPSK 調(diào)制的第n個通信信號相位。

2 一體化信號的通信解調(diào)

一體化信號發(fā)送后，經(jīng)隨機信道的二次調(diào)制到達通信接收機，接收信號rc(t)被噪聲干擾，表示為：

式中：n(t)為高斯白噪聲。

采用與載波斜率相同的Chirp 信號對rc(t)進行脈沖壓縮處理。為便于理解，對1 幀信號中的第1 個符號進行處理，即m=0，故第1 個處理后的信號r0(t)表示為：

由式（4）可知，經(jīng)脈沖壓縮處理后的輸出信號包絡(luò)近似為sinc 函數(shù)，其峰值點相位θ0即為Chirp 信號承載的通信信息。

觀察脈沖壓縮后信號的頻域并提取出頻譜峰值點上信號的相位，將其與幀頭固定相位信息進行對比，可完成幀同步并確定相位偏移。完成幀同步后，對通信部分信號進行解調(diào)，并補償相位偏移，可得到發(fā)送的通信信息。

3 一體化回波信號處理

假設(shè)在t=0 時，目標(biāo)與雷達之間的距離為R，移動目標(biāo)以速度v進行勻速徑向運動，τ為1 幀內(nèi)信號經(jīng)過的時延，此時1 幀目標(biāo)回波信號rr(t-τ)可以表示為：

由于雷達信號接收機收發(fā)一體，因此無需對通信信號進行解調(diào)，可直接采用去斜率（dechirp）的方式去除一體化回波信號中的通信部分，為便于理解，對接收信號第i幀回波的第1 個符號rr(t-iTr-τ)進行處理，表示為：

式中：I為一次相干處理間隔（CPI）內(nèi)的總幀數(shù)；Tr為雷達回波信號的累積時長；c為光速。

對雷達回波信號進行去通信處理，可得：

式中：xir(t)為每1 幀的回波信號。

將得到的xir(t)重排成快-慢時間維的回波矩陣，并對其快時間維進行脈沖壓縮，將脈沖壓縮后的回波矩陣進行相干積累，得到目標(biāo)的速度信息。

4 試驗測試

4.1 仿真試驗

所設(shè)計的一體化波形仿真的信號帶寬為150 MHz，載波頻率為2.4 GHz，雷達積累脈沖數(shù)為300。目標(biāo)距離雷達17 m，且以7 m/s 的速度與雷達相向而行。在不同進制數(shù)（M）和多普勒頻移（D）的情況下接收端解調(diào)隨機產(chǎn)生的通信信息，誤碼率曲線對比如圖1 所示。從圖1 可以看出：改變進制數(shù)會影響信號的誤碼率，在不改變多普勒頻移的情況下，進制數(shù)越高，誤碼率性能越差；對于相同進制數(shù)的信號，解調(diào)后的誤碼率性能受頻移的影響，頻移越大，誤碼率性能越差。

圖1 不同信噪比下的誤碼率

對回波信號的快時間維進行脈沖壓縮處理后可以得到目標(biāo)的距離信息，再對快-慢時間維回波矩陣進行動目標(biāo)檢測（MTD），可以得到目標(biāo)的速度信息。圖2為經(jīng)MTD 后的距離-多普勒圖的速度切面圖。

圖2 MTD 速度切面圖

4.2 實測結(jié)果分析

圖3為實測數(shù)據(jù)的解調(diào)結(jié)果，其中第3 列數(shù)據(jù)為隨機調(diào)制的通信信息所對應(yīng)的解調(diào)結(jié)果，將其繪制成星座圖后發(fā)現(xiàn)，所有數(shù)據(jù)分布在星座點附近，說明解調(diào)效果良好。

圖3 通信解調(diào)結(jié)果

圖4為經(jīng)MTD 處理之后的距離-多普勒實測圖。人體走動速度約為1.7 m/s，面向雷達而行，距離由遠及近。圖4 中的亮點表示所探測到的目標(biāo)，亮度越高表示雷達接收到的目標(biāo)回波信號的功率越強，此回波信號經(jīng)處理后積累的能量也越多，故雜波對目標(biāo)探測的干擾越小，更容易辨認出移動目標(biāo)。

圖4 經(jīng)MTD 處理后的距離-多普勒圖

5 結(jié)語

設(shè)計了基于DM-FMCW 的一體化波形，以FMCW 波形為載波，采用π/4 相移的QPSK 和QPSK 來調(diào)制加載信息，將其合成一體化信號。分別給出了通信解調(diào)和雷達回波處理方案，并搭建一體化系統(tǒng)。結(jié)果表明：調(diào)制通信信息不會影響雷達檢測性能，雷達距離分辨率為1 m，速度分辨率為0.1 m/s，通信誤碼率與QPSK 相同。根據(jù)此方案設(shè)計的一體化系統(tǒng)具有很好的實時性，可以為其他類似調(diào)制方式實現(xiàn)一體化提供參考，且所需硬件設(shè)備并不復(fù)雜，系統(tǒng)模塊占用空間小，適合用于車載雷達通信一體化。