系統(tǒng)架構(gòu)

1.硬件設(shè)計(jì)簡(jiǎn)述

1.1 天線

1.1.1天線設(shè)計(jì)指標(biāo)：

頻率：5.4-5.6GHz

相鄰陣元隔離度：不大于55dB

與校正通道耦合度：30dB

駐波：不大于1.2

陣元數(shù)：12

俯仰波束角：20°

水平波束角：10°

天線增益：21.8dB

1.1.2 天線仿真結(jié)果分析：

整個(gè)有源陣列天線尺寸為38×12cm，波束水平寬度約為10°，通過(guò)改變相移可實(shí)現(xiàn)波束掃描，即可覆蓋前方±45°范圍。

陣列天線的波束寬度理論上會(huì)隨波束指向角的變化而變化。下圖為12個(gè)陣元微帶天線不同指向角對(duì)應(yīng)的波束寬度變化曲線。



圖3-1 12陣元理論波束寬度與角度關(guān)系

圖中可以看出，法線方向時(shí)，對(duì)應(yīng)的波束寬度最窄，為9.236°，±45°時(shí)對(duì)應(yīng)的波束寬度最大，為13.6°。



圖3-2天線結(jié)構(gòu)圖

圖3-3天線3d俯仰面截圖與水平面截圖

1.2 雷達(dá)板卡

雷達(dá)板卡組成框圖如圖3.3所示。其中射頻綜合處理模塊包括了12個(gè)射頻收發(fā)通道和1個(gè)收發(fā)校正通道。

FPGA主要實(shí)現(xiàn)整機(jī)時(shí)序控制、波形產(chǎn)生、幅相校正、DBF、脈壓等功能，最終的FPGA數(shù)據(jù)通過(guò)千兆以太網(wǎng)輸出。



圖3-4C波段雷達(dá)板卡結(jié)構(gòu)圖

射頻集成模塊采用無(wú)線電標(biāo)桿產(chǎn)品AD9361。而每個(gè)芯片都集成了兩路12位的ADC和DAC用作收發(fā)，并且AD9361的每個(gè)通道均支持時(shí)分雙工和頻分雙工兩種模式。

千兆網(wǎng)用于上傳最終的處理結(jié)果，而光纖用于調(diào)試階段上傳更多的原始數(shù)據(jù)或中間處理結(jié)果。

其中本雷達(dá)的射頻前端主要指標(biāo)如下表：

表3-1射頻前端指標(biāo)表

根據(jù)框圖中的指標(biāo)設(shè)計(jì)鏈路如下:



圖3-4收發(fā)鏈路方案設(shè)計(jì)圖

使用ADI的性能鏈路仿真軟件計(jì)算如下：



圖3-5接收鏈路仿真圖



圖3-6發(fā)射鏈路仿真圖

由上圖可以看出，接收通道噪聲系數(shù)3.6dB，總體增益大約19.2dB。發(fā)射鏈路中，仿真建立AD9361的輸出功率是-19dBm，鏈路增益增益45dB，最后輸出功率27dBm，達(dá)到預(yù)期目標(biāo)。

2 基于ZYNQ的信號(hào)處理

2.1 收發(fā)通道校準(zhǔn)

由于雷達(dá)收發(fā)信號(hào)為IQ信號(hào)，所以校準(zhǔn)因子也就是一個(gè)復(fù)數(shù)的因子，也就是說(shuō)校準(zhǔn)過(guò)程也就是一個(gè)復(fù)數(shù)乘法的的過(guò)程。由于接收校準(zhǔn)和發(fā)射校準(zhǔn)只是數(shù)據(jù)流的方向相反，所以下面的介紹只以發(fā)射校準(zhǔn)為例。

在校準(zhǔn)模塊內(nèi)部，每一路發(fā)射通道的IQ數(shù)據(jù)被送入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器，與之前存儲(chǔ)在模塊內(nèi)部的校準(zhǔn)因子相乘，并將計(jì)算結(jié)果送出，結(jié)構(gòu)如圖。



圖3-7發(fā)射校準(zhǔn)模塊

2.2 數(shù)字波束形成

數(shù)字波束合成分為發(fā)射數(shù)字波束合成和接收數(shù)字波束合成兩個(gè)部分。

發(fā)射數(shù)字波束合成是對(duì)發(fā)射校準(zhǔn)模塊輸入的多路信號(hào)進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，運(yùn)算方式是與權(quán)值系數(shù)進(jìn)行復(fù)乘。權(quán)值系數(shù)總共9組，每一組對(duì)應(yīng)一個(gè)波位，循環(huán)使用這9組權(quán)值系數(shù)，就可以完成波束的掃描，也就實(shí)現(xiàn)了相控陣的功能。其結(jié)構(gòu)如下下圖。



圖3-8發(fā)射數(shù)字波束合成

接收數(shù)字波束合成是對(duì)接收校準(zhǔn)模塊輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，對(duì)12路接收數(shù)據(jù)同時(shí)進(jìn)行兩組加權(quán)運(yùn)算，得到2路的數(shù)據(jù)輸出，每一路數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)當(dāng)下波位內(nèi)的一個(gè)波束，通過(guò)同一個(gè)波位內(nèi)的兩個(gè)波束，可以完成比幅測(cè)角的運(yùn)算。

接收數(shù)字波束合成模塊的工作方式及流程與發(fā)射數(shù)字波束合成大體上相同，不同的是接收數(shù)字波束合成模塊具有18組權(quán)值系統(tǒng)，每2組構(gòu)成同時(shí)工作的一對(duì)，即總共有9對(duì)權(quán)值系數(shù)。其結(jié)構(gòu)與發(fā)射數(shù)字波束合成相似。

2.3 脈沖壓縮

因?yàn)榘l(fā)射數(shù)據(jù)為線性調(diào)頻信號(hào)，所以數(shù)據(jù)接收回來(lái)后，需要進(jìn)行脈沖壓縮處理。在脈沖重復(fù)周期100us，采樣率10M的情況下，每一包數(shù)據(jù)具有1000個(gè)點(diǎn)，約10us的脈寬有100點(diǎn)的脈壓系數(shù)。

因?yàn)辄c(diǎn)數(shù)較多，使用時(shí)域卷積的方式效率會(huì)比較低，因此選用頻域點(diǎn)乘方式。

輸入數(shù)據(jù)首先做一個(gè)1024點(diǎn)的FFT，將數(shù)據(jù)變到頻域，然后與頻域的脈壓系數(shù)進(jìn)行點(diǎn)乘（頻域的脈壓系數(shù)是事先將時(shí)域脈壓系數(shù)做1024點(diǎn)FFT得到的），計(jì)算結(jié)果就是脈壓后頻域的數(shù)據(jù)，最后將計(jì)算結(jié)果輸入到1024點(diǎn)逆FFT的核中，得到時(shí)域的數(shù)據(jù)。

結(jié)構(gòu)如下圖。



圖3-9脈沖壓縮模塊

3 上位機(jī)數(shù)據(jù)處理（目標(biāo)跟蹤算法）

圖3-10目標(biāo)聚類和跟蹤算法的實(shí)現(xiàn)流程

跟蹤算法輸入為聚類處理結(jié)果，采用卡爾曼濾波器完成目標(biāo)跟蹤，跟蹤目標(biāo)的X/Y坐標(biāo)及X/Y向速度。

本應(yīng)用中使用的是經(jīng)典的卡爾曼跟蹤算法，采用的是恒速度模型，該算法較為成熟，在此不再贅述。

但匹配原則較為重要，簡(jiǎn)述于下： 對(duì)于每個(gè)聚類結(jié)果，都需要將其與現(xiàn)存的軌跡進(jìn)行匹配，綜合考慮目標(biāo)尺寸變化問(wèn)題，匹配規(guī)則如下:

? 式中分別為預(yù)測(cè)軌跡位置、聚類結(jié)果位置和關(guān)聯(lián)半徑，分別為目標(biāo)的X、Y向尺寸，為尺寸權(quán)系數(shù)。只要聚類結(jié)果落在以軌跡預(yù)測(cè)位置為中心的半徑為關(guān)聯(lián)半徑的圓內(nèi)，即認(rèn)為該聚類結(jié)果關(guān)聯(lián)至該軌跡。

若多個(gè)聚類結(jié)果被匹配至同一軌跡，這些聚類結(jié)果將被合并至一點(diǎn)，再更新軌跡，包括該軌跡的所有狀態(tài)；若某條軌跡本幀內(nèi)未被關(guān)聯(lián)，則按照預(yù)測(cè)結(jié)果填補(bǔ)本幀結(jié)果，并開始失配計(jì)數(shù)，若直至達(dá)到失配閾值，也沒(méi)有新的聚類結(jié)果被關(guān)聯(lián)至該軌跡，這條軌跡將被刪除；若某個(gè)聚類結(jié)果未被關(guān)聯(lián)至任何軌跡，則本次將新建一條軌跡，并開始激活計(jì)數(shù)，直至激活計(jì)數(shù)值大于激活閾值，這條軌跡將被激活，算作有效軌跡。

有效軌跡將被顯示至顯示屏，以供決策人員決策。 經(jīng)過(guò)上述一系列算法處理之后，我們已經(jīng)能夠成功檢測(cè)出目標(biāo)并建立航跡，只需按照特定的數(shù)據(jù)協(xié)議通過(guò)udp傳送到顯控終端，由終端對(duì)航跡進(jìn)行相應(yīng)地繪制。

設(shè)計(jì)演示

1.測(cè)試方法

測(cè)試時(shí)使用大疆精靈4無(wú)人機(jī)（截面積0.01m2）做為測(cè)試目標(biāo)，以城市環(huán)境為背景，將雷達(dá)架設(shè)在露天陽(yáng)臺(tái)。無(wú)人機(jī)在飛手遙控下，從雷達(dá)架設(shè)點(diǎn)起飛，飛至遙控信號(hào)所能達(dá)到的最遠(yuǎn)距離，然后返航（由于城市中電磁環(huán)境復(fù)雜，飛行器最遠(yuǎn)飛行距離也不會(huì)超過(guò)1000m）。 無(wú)人機(jī)飛行時(shí)，通過(guò)上位機(jī)軟件觀察無(wú)人機(jī)飛行的點(diǎn)跡和航跡，同時(shí)將來(lái)自雷達(dá)前端的數(shù)據(jù)保存在電腦中，測(cè)試后再由MATLAB對(duì)保存數(shù)據(jù)進(jìn)行分析、尋找問(wèn)題，以此來(lái)提高雷達(dá)探測(cè)性能。

同時(shí)還要通過(guò)多次的重復(fù)實(shí)驗(yàn)，來(lái)尋找設(shè)計(jì)中存在的漏洞。且雷達(dá)前端設(shè)計(jì)時(shí)參數(shù)靈活多變，可以在線更改，所以需要通過(guò)實(shí)驗(yàn)找一組合適的雷達(dá)參數(shù)，作為今后無(wú)人機(jī)探測(cè)模式去使用。下圖為測(cè)試環(huán)境的照片。



圖4-1 雷達(dá)現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試環(huán)境

2.測(cè)試結(jié)果

通過(guò)上位機(jī)軟件，可以看到無(wú)人機(jī)連續(xù)的航跡，無(wú)人機(jī)從飛出盲區(qū)直到最遠(yuǎn)飛行距離都可以連續(xù)跟蹤。如下圖為無(wú)人機(jī)返航時(shí)的航跡，大約從960m無(wú)人機(jī)返航處開始建立航跡，直到飛入雷達(dá)盲區(qū)，航跡連續(xù)。



圖4-2建立航跡和連續(xù)追蹤

圖中除了無(wú)人機(jī)的航跡外，還有一些雜點(diǎn)存在，這是由于城市中電磁環(huán)境復(fù)雜，且有高樓這樣的強(qiáng)反射體的存在，導(dǎo)致有很大的地雜波。地雜波雖然本身為靜目標(biāo)，但是由于相位噪聲的影響，會(huì)使大幅度的回波信號(hào)有著更大的起伏，最終導(dǎo)致MTD后靜目標(biāo)從零通道擴(kuò)散到其他多普勒通道。大部分雜點(diǎn)在此后通過(guò)優(yōu)化上位機(jī)的算法，在建立航跡時(shí)可以去除掉。

3.結(jié)果分析

因?yàn)槔走_(dá)的探測(cè)距離超過(guò)了無(wú)人機(jī)最遠(yuǎn)飛行距離，所以需要對(duì)現(xiàn)有測(cè)試條件的數(shù)據(jù)，進(jìn)行分析和仿真，來(lái)計(jì)算出雷達(dá)對(duì)于小型無(wú)人機(jī)的最遠(yuǎn)探測(cè)距離。



圖4-3雷達(dá)MTD結(jié)果顯示

上圖中為MTD的結(jié)果，最高的尖峰為無(wú)人機(jī)，X軸為距離，Y軸為無(wú)人機(jī)速度，Z軸為信號(hào)幅度。從圖中可以看出，無(wú)人機(jī)與雷達(dá)的距離為930m，速度為7.324m/s。通過(guò)計(jì)算求得目標(biāo)在此距離下的信噪比為21dB。

由雷達(dá)方程知，目標(biāo)信噪比與目標(biāo)距離的四次方成反比，如下式。



其中k為比例常數(shù)，包含如天線增益、目標(biāo)RCS等多種因素，在完整的雷達(dá)方程會(huì)被拆解成多項(xiàng)。通過(guò)上圖中的信噪比和目標(biāo)距離，可以估算此環(huán)境下的k值，然后再代入上式，可得如下結(jié)果。



圖4-4信噪比與目標(biāo)距離關(guān)系圖

以13dB信噪比作為雷達(dá)檢測(cè)門限，RCS為0.01的大疆精靈4探測(cè)距離可以達(dá)到1470m；RCS為0.2的小型無(wú)人機(jī)，探測(cè)距離可以達(dá)到3000；對(duì)于RCS為0.5的行人，探測(cè)距離可以達(dá)到3000m以上。

結(jié)論得出，是以一次較好的實(shí)驗(yàn)效果為基礎(chǔ)，由此估計(jì)所得的雷達(dá)威力一定會(huì)偏高，在改變實(shí)驗(yàn)條件或?qū)嶒?yàn)環(huán)境更加惡劣時(shí)，不一定能達(dá)到所估算的威力。所以此次雷達(dá)威力的估計(jì)是一個(gè)較優(yōu)的值，而不是穩(wěn)定可以達(dá)到的值。 如果實(shí)驗(yàn)環(huán)境改為電磁環(huán)境干凈，且較為空曠的野外，由于雜波干擾相對(duì)城市環(huán)境少很多，所以一定會(huì)得到更遠(yuǎn)的探測(cè)距離。

審核編輯：劉清