中科院強(qiáng)磁場(chǎng)中心的40 T穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場(chǎng)裝置的磁體由內(nèi)水冷磁體和外超導(dǎo)磁體兩部分組成，它們對(duì)磁體電源的電壓穩(wěn)定度均有一定要求。目前內(nèi)水冷磁體電源的整流部分是三相可控硅整流電路，輸出電壓紋波較大，對(duì)此本文提出了一套新的整流方案。

自1981年日本的Akira Nabae教授提出了中點(diǎn)箍位逆變器[1]之后，越來(lái)越多的三電平電路出現(xiàn)了。其中Buck三電平(Three-Level，TL)直流變換器對(duì)開(kāi)關(guān)器件耐壓要求低，輸出紋波小，適用于高電壓大電流場(chǎng)合。本文闡述了Buck TL變換器的基本情況與優(yōu)點(diǎn)，提出利用Buck TL變換器結(jié)合三相不控整流電路來(lái)替代可控硅整流電路的水冷磁體電源整流方案。文中對(duì)電路進(jìn)行了參數(shù)計(jì)算和仿真設(shè)計(jì)，并分析仿真結(jié)果得出了結(jié)論。

1 簡(jiǎn)介

1.1 基本情況

Buck TL變換器電路圖如圖1所示。Cd1和Cd2是分壓電容，容量大且相等，理想工作狀態(tài)下其電壓均為輸入電壓Vin的一半；Q1、Q2是開(kāi)關(guān)管，D1、D2是續(xù)流二極管；Lf是濾波電感，Cf是濾波電容，Rld是負(fù)載。

Buck TL變換器與典型的Buck變換器有相似之處：它們都是DC/DC降壓變換器；都可用PWM方式控制電路；電感電流連續(xù)時(shí)都有Vo=DVin（D為占空比）；輸出端與負(fù)載之間都有一個(gè)LC濾波電路。不同之處在于：Buck TL變換器有兩個(gè)開(kāi)關(guān)管Q1、Q2，它們交錯(cuò)工作，驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差180°相角；輸入到LC濾波器中的電壓具有Vin、0.5Vin、0三種取值；當(dāng)D＞0.5和D＜0.5時(shí)，變換器具有兩種工作模式。

1.2 優(yōu)點(diǎn)

1.2.1 電壓控制

電感電流連續(xù)時(shí)，Vo=DVin。因此Buck三電平變換器對(duì)輸出電壓具有良好的控制特性。

1.2.2 電壓應(yīng)力

在Vin相同的情況下，Buck TL變換器開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的一半，是經(jīng)典Buck變換器的二分之一，大大改善了開(kāi)關(guān)管的工作條件，有利于開(kāi)關(guān)管的選取[2]。

1.2.3 電壓紋波

外界條件相同的情況下，Buck TL變換器與傳統(tǒng)Buck變換器相比，輸出電壓的紋波更小。

2 參數(shù)計(jì)算

結(jié)合水冷磁體電源電路的實(shí)際情況與本文提出的整流方案，對(duì)Buck TL變換器進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。負(fù)載取純電阻Rld=5 Ω；開(kāi)關(guān)管取IGBT，開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz。

2.1 輸入電壓

如圖2所示，三相電壓經(jīng)變壓器輸入到可控硅整流電路，線電壓有效值V1=610 V。根據(jù)三相不控電路的原理，其輸出直流電壓平均值V2=1.35V1=823.5 V。

三相不控電路輸出電壓除直流分量外還含有6、12、18等次諧波，其中6次諧波最大。已知m脈波整流電壓諧波幅值[3]為：

代入n=6，m=6（K=1），得V6m=47.07 V。

忽略高次紋波，Buck TL變換器的輸入電壓為vin=823.5+47sin600πtV。

2.2 分壓電容

首先分析分壓電容的充電過(guò)程。Buck TL變換器有三電平和兩電平兩種工作模式[4]，在三電平模式下進(jìn)行分析，三電平模式下的主要波形如圖3所示。

D＞0.5時(shí)，變換器工作在三電平模式（Three-Level Mode，3L Mode）。

(1)開(kāi)關(guān)模態(tài)1

t0-t1階段和t2-t3階段。Q1、Q2開(kāi)通，電感電流iLf上升，AB端電壓VAB=Vin；此時(shí)Cd1、Cd2上沒(méi)有電流通過(guò)。

(2)開(kāi)關(guān)模態(tài)2

t1-t2階段。Q1開(kāi)通，Q2關(guān)斷，iLf下降，VAB=0.5 Vin；此時(shí)Cd1放電，Cd2充電。

(3)開(kāi)關(guān)模態(tài)3

t3-t4階段。Q1關(guān)斷，Q2開(kāi)通，iLf下降，VAB=0.5 Vin；此時(shí)Cd1充電，Cd2放電。

分析開(kāi)關(guān)模態(tài)2，開(kāi)關(guān)模態(tài)2時(shí)的等效電路如圖4所示。

如圖4所示，此時(shí)Cd1放電，Cd2充電。設(shè)通過(guò)Cd1、Cd2和Q1的電流大小分別為id1、id2、iq1，Cd1和Cd2兩端的電壓大小分別為ud1和ud2。已知Cd1=Cd2。由基爾霍夫定律知id1+id2=iq1，Vin=ud1+ud2，則兩電容電壓的變化量在任意時(shí)間內(nèi)都相等，即Δud1=Δud2。由電容充放電公式有：

可推得id1=id2=0.5iq1。

設(shè)電容電壓在t1-t2階段的變化量Δud1=Umd1。取Umd1為Ud1的10%，則Umd1=0.1·0.5Vin=41.2 V。設(shè)輸出電壓穩(wěn)定在500 V，則負(fù)載電流iR=Uo/Rld=100 A。結(jié)合iq1=iL，IL=IR，代入電容充放電公式：

得分壓電容Cd1=Cd2=9.53×10-5 F。

2.3 輸出濾波器

已知輸出電壓最大諧波為6次諧波，則取截止頻率為300 Hz，可代入

可算得L=2.65×10-3 H，C=1.06×10-5 F。

3 分壓電容均衡問(wèn)題

Buck三電平變換器正常工作的前提是兩個(gè)分壓電容的電壓保持相等。但在實(shí)際電路運(yùn)行時(shí)，由于控制電路、驅(qū)動(dòng)電路或兩開(kāi)關(guān)特性不同，兩開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間會(huì)有差異，它們所接受或提供的能量也不同，最終導(dǎo)致兩電容電壓不相等。

解決該問(wèn)題的基本思路是：檢測(cè)兩電容的電壓，若Ud1大于Ud2，則增大Q1導(dǎo)通時(shí)間，同時(shí)減小Q2導(dǎo)通時(shí)間，反之亦然。這樣兩電容電壓波動(dòng)不大，可以穩(wěn)定在0.5 Vin附近。仿真時(shí)可采樣兩電容電壓進(jìn)行對(duì)比，利用脈沖寬度調(diào)制方式（Pulse Width Modulation，PWM）調(diào)整開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間。

除了均衡電容電壓的控制環(huán)，還有一個(gè)電壓環(huán)用于保持輸出電壓的平衡。

4 仿真設(shè)計(jì)

用Matlab Simulink搭建替代可控硅整流電路的方案，即三相不控整流電路加Buck TL變換器。原整流方案及新整流方案分別如圖5和圖6所示。

設(shè)定好參數(shù)，進(jìn)行Simulink仿真。

5 仿真結(jié)果分析

設(shè)定輸出電壓為500 V，用示波器和FFT工具對(duì)輸出電壓進(jìn)行分析。

圖7顯示原可控硅整流方案的仿真輸出電壓波動(dòng)Δu1約為400 V。

圖8顯示了原整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。其中直流量UT0=498.15 V，6次諧波UT6=168.24 V，12次諧波UT12=52.77 V，18次諧波UT18=24.35 V。

圖9顯示了新整流方案的仿真輸出電壓波動(dòng)Δu2不超過(guò)5 V。

圖10顯示了新整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。新整流方案仿真電壓直流量UB0=500.8 V，6次諧波UB6=1.8 V，12次諧波UB12=0.62 V，18次諧波UB18=0.52 V。

對(duì)比數(shù)據(jù)可知：相比原可控硅整流方案，應(yīng)用Buck TL變換器的新整流方案具有誤差更小、更穩(wěn)定的輸出電壓，各次諧波也大大減小。

6 結(jié)論

本文通過(guò)分析Buck TL變換器的工作原理給出了參數(shù)設(shè)計(jì)的方法，提出分壓電容均衡問(wèn)題的解決思路并在仿真電路中實(shí)現(xiàn)。最后運(yùn)行仿真電路得出結(jié)論：應(yīng)用Buck TL變換器的新整流方案可大大減小輸出電壓紋波，增加電壓穩(wěn)定度。