1 引 言

當(dāng)今集成電路產(chǎn)業(yè)發(fā)展日新月異， 芯片尺寸不斷縮小， 性能不斷優(yōu)化， 使得對電路中各種基本單元的要求越來越高。對于普遍存在的放大器結(jié)構(gòu)也提出了更高的要求。在差分電容式加速度計傳感器中， 放大器噪聲和失調(diào)電壓嚴(yán)重影響著傳感器的性能， 設(shè)計一種新型低噪聲、低失調(diào)的電壓放大器迫在眉睫。

根據(jù)經(jīng)驗可知， 有幾種設(shè)計方法可以達(dá)到低噪聲、低失調(diào)要求。自動調(diào)零技術(shù)是最普遍的方法。但它最主要的缺點在于開關(guān)的不對稱或者補償不充分。使得開關(guān)的非線性不夠理想， 導(dǎo)致傳感器性能下降。因此需要一種簡潔的利用連續(xù)時間技術(shù)， 在考慮到電路結(jié)構(gòu)及對稱性的情況下完成放大器設(shè)計。

2 加速度計基本工作原理及放大器對系統(tǒng)性能影響

圖1給出的電容式加速度計是一個二階動態(tài)系統(tǒng)， 其動態(tài)方程為：

其中m 為活動質(zhì)量塊質(zhì)量， R 為阻尼系數(shù)， k 為彈性系數(shù)， a 為該系統(tǒng)產(chǎn)生的加速度。

圖1 加速度計接口電路主要模塊

由于放大器的失調(diào)和寄生電容的影響， ASIC電路會產(chǎn)生零點失調(diào)。而工藝誤差， 會引起結(jié)構(gòu)電容不對稱， 誤差電容一般為幾個pF。

Cp 一般為10pF左右， C1 = 5pF， Vref = 9V， C 大概為靜態(tài)電容的1%。由式( 4)可以看到， 零點偏移量的溫度特性和積分電容、寄生電容、誤差電容以及運放的失調(diào)電壓的溫度特性有關(guān)。積分電容C1 的溫度特性與選用材質(zhì)和工藝參數(shù)有關(guān)， 不同材質(zhì)的電容溫度特性不同， 采用的多晶硅電容， 相比金屬電容， 具有更好的溫度特性和較小的漏電流。由于放大器的失調(diào)存在于上式中的每一項， 使得它對系統(tǒng)失調(diào)有著不可忽略的影響。

圖2中經(jīng)典運放的結(jié)構(gòu)為經(jīng)典的兩級CMOS差分， 共有三部分組成雙端輸入單端輸出的差分輸入級， 反相器輸出級， 源跟隨級。接5pF負(fù)載電容， 開環(huán)增益為81. 718dB， 相位裕度60. 018°。

圖2 經(jīng)典運放結(jié)構(gòu)。

重點考慮當(dāng)放大器產(chǎn)生失調(diào)電壓和噪聲時對系統(tǒng)的影響。

( 1)失調(diào)電壓。

在考慮寬長和閾值電壓矢配情況下， 經(jīng)過計算可得出放大器的輸入失調(diào)電壓為：

它顯示了Vos， in對器件失配與偏執(zhí)條件的依賴關(guān)系， 從中可以得出:

a. 晶體管尺寸失配對失調(diào)的影響隨著平衡過驅(qū)動電壓的增大而增大。

b. 閾值電壓失配直接折合到輸入。

( 2)噪聲。

放大器器噪聲*有2部分組成: 熱噪聲和1 / f噪聲。其中1 / f噪聲占主導(dǎo)地位。

由于第二級和第三級的噪聲分量被第一級的增益相除， 因此可以忽略， 等效輸入電壓的噪聲譜密度可近似地表示為:

3 低失調(diào)、低噪聲放大器

圖3為所設(shè)計放大器原理圖。放大器共有三級組成。第一級(M1- M 4和M9)與第二級(M5- M8和M10)是標(biāo)準(zhǔn)的差分輸入單端輸出放大器， 第三級為class- A 輸出級。從圖中可以看到第一級的輸出被第二增益級鉗位， 使得它們構(gòu)成了一個比較復(fù)雜的增益級。這種鉗位使得M5 與M 6管的直流工作點相近， 因此， 第二級使得第一級輸出節(jié)點電壓VA 和VB 的值基本相同。這樣一個復(fù)雜的增益級形成了一個跟蹤系統(tǒng)， 使得放大器的失調(diào)電壓減小，從而改善了由于外界環(huán)境變化所導(dǎo)致的系統(tǒng)不穩(wěn)定。第一級的負(fù)載與第二級形成共源共柵結(jié)構(gòu)， 它們的優(yōu)點有以下幾點: # 在不使用共模反饋的情況下， 節(jié)點B的直流偏置就是確定的。高增益的開環(huán)鉗位電路可以有效的抑制靜態(tài)工作點失調(diào)。? 由于第一級產(chǎn)生的共模信號可以被第二增益級抵消， 從而有效的增加共模抑制比( CMRR)。% 第一和第二級構(gòu)成的差分結(jié)構(gòu)可確保由晶體管漏電流產(chǎn)生的共模失調(diào)會被抵消。

放大器利用2 個補償電容CC1 和CC2 構(gòu)成Nested- M iller補償。

其中：

fnd代表極點， GBW 為單位增益帶寬。

電容RC1是用來改善放大器的相位裕度。在輸出級的晶體管M13可有效增大大信號的擺率。

4 電路主要參數(shù)設(shè)計

( 1)低失調(diào)電壓設(shè)計。

由于非理想因素的存在， 電路失調(diào)不可避免。

因此， 給出由第一級產(chǎn)生的系統(tǒng)輸入失調(diào)電壓為：

其中Vti是晶體管M i 的閾值電壓。Vovp和Vovn分別是差分P管和N 管的過驅(qū)動電壓。通過公式可以得出若使失調(diào)電壓下降， 可選擇大尺寸的M1和M 2管， 并且減小它們的過驅(qū)動電壓， 同時再增大M3與M4管的過驅(qū)動電壓。同理可以得出第二級的失調(diào)電壓。除了電路參數(shù)的設(shè)計外， 版圖的對稱性也會影響失調(diào)電壓的大小。在版圖設(shè)計中經(jīng)常用單位晶體管代替組合晶體管， 這樣可有效的減小失調(diào)。

較大的晶體管一般會分解成多個單位晶體管。擁有共同質(zhì)心的單位晶體管會按一個方向放置， 并且對稱管會放在相同的井內(nèi)用以形成相同的外部環(huán)境。

( 2)噪聲的最佳化。

CMOS放大器的噪聲由熱噪聲和1 / f噪聲組成。一般1 / f噪聲比熱噪聲要大得多， 因此主要考慮1 / f噪聲。由圖1結(jié)構(gòu)可得出噪聲主要來自系統(tǒng)的第一級， 給出第一級的等效輸入噪聲:

其中腳標(biāo)n、p分別代表n、p溝道器件， dp代表差分對， m ir代表電流鏡。根據(jù)公式可以得出Lm ir和Wdp的值越大， 則1 / f噪聲越小。在上式中對Ldp求導(dǎo)， 求得的Ldp值就是使輸入噪聲電壓最小的Ldp：

因此， 通過選擇恰當(dāng)?shù)牟罘州斎牍艿臏系篱L度，以及較大的Lm ir和Wdp， 就會得到輸入?yún)⒖? / f噪聲的最小值。

( 3)共模抑制比( CMRR)。

共模抑制比分為靜態(tài)和動態(tài)兩種。靜態(tài)CMRR與電路結(jié)構(gòu)有關(guān)， 而動態(tài)CMRR 主要于對稱器件的不對稱性。標(biāo)準(zhǔn)差分放大器的CMRR 大概在60- 80dB， 這是由于一般的不匹配因素在0. 1% 這樣的量級上。為了使CMRR 達(dá)到100dB 以上， 電路中采用第一級輸出與第二級輸入構(gòu)成共源共刪， 并使用對稱的版圖結(jié)構(gòu)。因此， 電路給出的靜態(tài)CMRR 為:

為了減小適配因素對CMRR的影響， 版圖設(shè)計中采用共質(zhì)心的方法， 通過增加版圖面積來達(dá)到較好對稱性的要求。

5 測試及驗證

加速度計電路采用0. 5 m 2層多晶2層金屬標(biāo)準(zhǔn)模擬CMOS工藝進(jìn)行了版圖設(shè)計， 芯片照片如圖4所示， 芯片面積為15. 2mm2。

測試結(jié)果表明， 放大器在工作電壓為3. 3V 時，實測電源電流為0. 23mA。帶寬為2. 3MH z， 共模抑制比為120dB， 。在- 45 - 80 ， 對放大器的失調(diào)電壓漂移進(jìn)行了測試， 可以得出失調(diào)電壓的溫度漂移非常低， 輸入?yún)⒖荚肼暈?0. 05nV /√H z。加速度計的噪聲特性和溫漂結(jié)果得到改善， 采用低噪聲放大器使得加速度計的噪聲密度為8 g /√ H z， 加速度計在全溫區(qū)零點變化量在0. 5mV /°C?？傮w測試結(jié)果如表1所示。

6 結(jié)束語

為了降低加速度計零點漂移和系統(tǒng)噪聲， 設(shè)計了一種低失調(diào)、低噪聲的放大器。芯片采用0. 5 mCMOS工藝實現(xiàn)， 測試結(jié)果表明， 放大器輸入失調(diào)電壓溫漂為0. 78 V /°C， 等效輸入噪聲20. 05nV /√Hz， 加速度計噪聲僅為8 g / √H z， 全溫區(qū)零點變化量在0. 5mV/°C， 達(dá)到了預(yù)期要求。