摘要：

設(shè)計(jì)了一款低輸入功率下的雙頻段能量采集電路，采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)完成整流電路的輸入匹配，并通過(guò)并聯(lián)短截線拓寬了匹配帶寬。測(cè)量結(jié)果表明，能量采集電路在1.84 GHz和2.45 GHz處阻抗匹配良好。其次，在0 dBm的單頻輸入功率下，該電路在1.84 GHz和2.45 GHz處分別取得5.12%和9.97%的RF-DC效率，負(fù)載5.1 kΩ兩端的輸出電壓分別為0.51 V和0.71 V；在0 dBm的雙頻輸入功率下,能量采集電路的效率達(dá)到了14.9%，輸出電壓為0.87 V。將這些采集到的能量?jī)?chǔ)存起來(lái)，足以驅(qū)動(dòng)一些低功耗器件。

0 引言

隨著物聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展，各網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的供電問(wèn)題成為制約物聯(lián)網(wǎng)進(jìn)一步發(fā)展的關(guān)鍵問(wèn)題之一。利用周圍無(wú)線能量進(jìn)行供電成為目前研究的熱點(diǎn)。由于無(wú)線通信的迅猛發(fā)展，環(huán)境中存在著大量來(lái)源廣泛且穩(wěn)定的無(wú)線射頻能量，如4G/LTE、GSM900/1800、3G/UMTS、WiFi等,但是采集到這些周圍射頻信號(hào)往往功率很低[1]，這便要求能量采集系統(tǒng)能擁有盡可能高的射頻-直流(Radio Frequency-Direct Current，RF-DC)能量轉(zhuǎn)換效率。

目前大多數(shù)研究都針對(duì)單一頻率的射頻信號(hào)進(jìn)行采集。文獻(xiàn)[2]、[3]提出了單個(gè)頻段的能量采集，文獻(xiàn)[2]采集了2.45 GHz的射頻能量，通過(guò)引入缺陷地結(jié)構(gòu)的低通濾波器，將整流產(chǎn)生的高次諧波限制在整流電路與低通濾波器之間來(lái)提高整流效率，在0 dBm的輸入功率下RF-DC的效率為11%。文獻(xiàn)[3]提出了一種工作在5.8 GHz的整流電路，較之文獻(xiàn)[2]，其在整流電路和輸出端之間多引入了一個(gè)輸出直通濾波器來(lái)提升整流效率；當(dāng)輸入功率為0 dBm時(shí)，效率為11.66%。但是由于環(huán)境中的射頻能量過(guò)于微弱，即使在較高的轉(zhuǎn)換效率下，最后輸出的電壓也十分有限。為了增加最后輸出的電壓，文獻(xiàn)[4]提出了900 MHz和2.4 GHz的雙頻段能量采集，但是采集頻率在低頻段處偏移到了400 MHz，而在目標(biāo)設(shè)計(jì)頻率900 MHz和2.4 GHz處，在15 dBm的輸入功率下才達(dá)到RF-DC效率的最大值，僅為13%和16%。此外，目前空間的周圍射頻信號(hào)主要來(lái)自于各種無(wú)線通信系統(tǒng)，這些無(wú)線通信系統(tǒng)都是有一定的頻帶范圍，且跳頻工作，而目前的文獻(xiàn)無(wú)論是單頻段的采集還是雙頻段的采集，針對(duì)的均是單個(gè)頻點(diǎn)，使得整個(gè)設(shè)計(jì)只能在較窄的頻段范圍內(nèi)采集能量，并不符合采集實(shí)際信號(hào)的帶寬要求。綜上所述，周圍射頻能量采集電路應(yīng)該在較低輸入功率下獲得盡可能高的能量轉(zhuǎn)換效率，并具有一定的匹配帶寬。

為此，本文設(shè)計(jì)了一款雙頻段的能量采集電路，對(duì)GSM1800和WiFi頻段的信號(hào)進(jìn)行采集，并通過(guò)增加短截線來(lái)拓寬采集的頻段帶寬，使得電路在較低的輸入功率下，在設(shè)計(jì)的頻段內(nèi)均有較低的反射系數(shù)，實(shí)現(xiàn)良好的能量采集及轉(zhuǎn)換。

1 理論分析與計(jì)算

周圍環(huán)境射頻能量采集系統(tǒng)主要由天線、匹配網(wǎng)絡(luò)和整流電路等組成，其框圖如圖1所示。由天線來(lái)接收周圍環(huán)境中的射頻能量，經(jīng)過(guò)匹配電路，將射頻信號(hào)送入整流電路，轉(zhuǎn)換為直流能量輸出。天線與整流電路之間的匹配網(wǎng)絡(luò)用來(lái)保證采集到的無(wú)線能量能盡可能多地輸入到整流電路，匹配電路是整個(gè)無(wú)線采集系統(tǒng)的關(guān)鍵電路之一。

1.1 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

本文針對(duì)GSM1800和WiFi信號(hào)，設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻段的匹配網(wǎng)絡(luò)，工作頻帶為1.805 GHz～1.85 GHz和2.4 GHz～2.485 GHz。雙頻段匹配網(wǎng)絡(luò)需要對(duì)兩個(gè)頻段的中心頻率f1:1.83 GHz和f2:2.45 GHz分別進(jìn)行匹配，本文通過(guò)T型的匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖2所示。

在頻率f2點(diǎn)處，也必定滿足：

利用上述原理，可以實(shí)現(xiàn)任意兩個(gè)頻率的阻抗匹配。在設(shè)計(jì)過(guò)程中，需要經(jīng)過(guò)大量重復(fù)計(jì)算得到最適合的匹配參數(shù)，圖3所示為兩個(gè)任意阻抗匹配的流程圖，按流程圖步驟由計(jì)算機(jī)實(shí)現(xiàn)多次迭代，可以快速得到匹配參數(shù)。

在雙頻點(diǎn)匹配完成后，需要拓寬匹配電路的帶寬，實(shí)現(xiàn)雙頻帶寬帶匹配。為了拓寬匹配的帶寬，本文在匹配好的電路前面加入了一段開(kāi)路短截線ZD和短路短截線ZE，如圖4所示。

為了不破壞已經(jīng)建立的匹配，則要求加入的這兩段傳輸線滿足：

其中，ZD和ZE分別為開(kāi)路短截線和短路短截線的特征阻抗，θ1是這兩段線在頻率f1處的電長(zhǎng)度。當(dāng)式(6)成立時(shí)，開(kāi)路短截線和短路短截線所引入的電納就能相互抵消，對(duì)已經(jīng)完成的匹配不產(chǎn)生影響。由圖5可以看到，不加短截線的匹配網(wǎng)絡(luò)匹配帶寬較窄，而進(jìn)行頻帶拓寬處理后，無(wú)論是匹配的帶寬還是S11的數(shù)值，都有了明顯的提升。

1.2 RF-DC整流電路的設(shè)計(jì)

在整流電路中，隨著二極管個(gè)數(shù)的增加，輸出電壓會(huì)隨之增加。但是在低輸入功率整流中，由二極管帶來(lái)的損耗顯得尤為明顯，會(huì)顯著影響RF-DC效率。本文采用ADS軟件，對(duì)不同二極管個(gè)數(shù)的整流電路RF-DC效率進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果如圖6所示。在能量采集系統(tǒng)所關(guān)心的輸入功率范圍內(nèi)(即輸入功率小于-20 dBm)，單個(gè)二極管的整流效率最高，兩個(gè)二極管稍有下降，而4個(gè)二極管的效率有了大幅度的下降。因此，在權(quán)衡輸出電壓與RF-DC效率之間，本文選擇了由兩個(gè)二極管組成的單階倍壓整流電路，如圖7所示，既保證了可觀的輸出電壓，又保持了較高的RF-DC整流效率。

2 電路加工測(cè)量結(jié)果

根據(jù)以上結(jié)果，本文利用ADS對(duì)匹配整流電路進(jìn)行了版圖仿真，整流二極管采用SMS-7630，并選取了介電常數(shù)為4.4、損耗角為0.02的FR4作為介質(zhì)板，厚度為0.6 mm。利用C#程序計(jì)算得到了T型匹配網(wǎng)絡(luò)的6個(gè)參數(shù)：ZA=81.2，ZB=1.85，ZC=56.8，θA=77.1°，θB=77.1°，θC=10.28°。

但ZB的值僅為1.85，這會(huì)導(dǎo)致實(shí)際加工中這段線非常粗。為了減小整塊電路的體積，本文將ZB從短路短截線改為開(kāi)路短截線，并將θB擴(kuò)大一倍，這樣便保持了這段線提供的電納值不變。而在實(shí)際電路中又將這段開(kāi)路短截線分割成兩段，特征阻抗變?yōu)樵瓉?lái)的兩倍，分別置于電路的上下兩側(cè)，這樣便進(jìn)一步縮小了整個(gè)電路的體積，整個(gè)電路的版圖如圖8所示，并對(duì)圖8所示的版圖進(jìn)行了版圖優(yōu)化。

經(jīng)過(guò)版圖優(yōu)化，本文對(duì)電路進(jìn)行了加工測(cè)量，實(shí)物圖如圖9所示，整個(gè)電路的尺寸為60 mm×86 mm，電路的尺寸較之單頻段采集電路要大許多，但是較之文獻(xiàn)[6]、[7]雙頻整流電路來(lái)說(shuō)卻要減小許多，因?yàn)檫@些電路多采用多路并聯(lián)，每一路需要對(duì)單獨(dú)的頻率進(jìn)行整流與匹配，再將輸出電壓相加。

2.1 電路反射系數(shù)測(cè)量

本文利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)實(shí)物的匹配效果進(jìn)行了測(cè)量，測(cè)量結(jié)果如圖10所示。在輸入功率為-20 dBm的情況下，最佳匹配點(diǎn)分別為1.86 GHz和2.45 GHz，對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)分別為-22.2 dB和-12.2 dB。在GSM1800頻段和WiFi頻段處-10 dB帶寬分別為52 MHz和70 MHz，相比于圖4所示未加短截線的帶寬有了很大提升，驗(yàn)證了通過(guò)引入短截線來(lái)拓展匹配帶寬的方法是有效的。仿真結(jié)果與測(cè)量結(jié)果稍有偏差，在GSM1800頻段處較為明顯，這是由于在ADS仿真過(guò)程中沒(méi)有考慮到焊接以及產(chǎn)生的寄生參數(shù)，以及加工過(guò)程中包括介質(zhì)板參數(shù)產(chǎn)生的一些誤差。盡管如此，在原設(shè)計(jì)的頻率點(diǎn)1.84 GHz處，S11的值為-10.5 dB，可以達(dá)到能量采集的要求。

2.2 電路RF-DC效率測(cè)量

電路的RF-DC整流效率為：

式中POUT和PIN分別是電路的輸出功率和輸入功率，RL是電路的負(fù)載，電路中的值為5.1 kΩ，VO是負(fù)載兩端的電壓。使用Agilent E8267D矢量信號(hào)發(fā)生器作為射頻源，發(fā)射信號(hào)頻率為1.84 GHz和2.45 GHz的連續(xù)波，負(fù)載兩端的電壓用萬(wàn)用表測(cè)量。整流電路輸出電壓和RF-DC效率隨輸入功率的變化曲線如圖11所示。圖中比較了在單頻和雙頻輸入下，輸出電壓和RF-DC效率隨著輸入功率的變化曲線。在0 dBm的單頻輸入功率下，該電路在1.84 GHz和2.45 GHz處分別取得5.12%和9.97%的RF-DC效率，負(fù)載兩端的輸出電壓分別為0.51 V和0.71 V，電路在1.84 GHz處的效率不及2.45 GHz處，這是因?yàn)榍罢叩腟11要略差于后者；在0 dBm的雙頻輸入功率下，能量采集電路的效率達(dá)到了14.9%，輸出電壓為0.87 V。從對(duì)比的結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，雙頻的輸出電壓和RF-DC效率較之單頻的結(jié)果有了大幅的提升。這說(shuō)明通過(guò)增加能量采集的頻段數(shù)來(lái)提升能量轉(zhuǎn)換效率是行之有效的。

3 結(jié)論

本文針對(duì)周圍環(huán)境的射頻能量采集，設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻段寬帶匹配電路，并最終實(shí)現(xiàn)了一個(gè)雙頻段能量采集電路。在理論分析的基礎(chǔ)上，對(duì)電路進(jìn)行了仿真與測(cè)量，測(cè)量結(jié)果與仿真基本一致，同時(shí)也證明了雙頻段能量采集可提高能量采集電路的效率，相比于單頻段能量采集電路，具有明顯優(yōu)勢(shì)。