噪聲是模擬電路設(shè)計(jì)的一個核心問題，它會直接影響能從測量中提取的信息量，以及獲得所需信息的經(jīng)濟(jì)成本。遺憾的是，關(guān)于噪聲有許多混淆和誤導(dǎo)信息，可能導(dǎo)致性能不佳、高成本的過度設(shè)計(jì)或資源使用效率低下。

今天咱們就來了解下關(guān)于模擬設(shè)計(jì)中噪聲分析的11個由來已久的誤區(qū)吧~

01降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關(guān)系已廣為人知，可以用約翰遜噪聲等式來描述：erms=√4kTRB，其中erms為均方根電壓噪聲，k為玻爾茲曼常數(shù)，T為溫度（單位為K），R為電阻值，B為帶寬。這讓許多工程師得出結(jié)論：為了降低噪聲，應(yīng)當(dāng)降低電阻值。雖然這常常是正確的，但不應(yīng)就此認(rèn)定它是普遍真理，因?yàn)樵谟行├又?，較大的電阻反而能夠改善噪聲性能。舉例來說，在大多數(shù)情況下，測量電流的方法是讓它通過一個電阻，然后測量所得到的電壓。根據(jù)歐姆定律V=I×R，產(chǎn)生的電壓與電阻值成正比，但正如上式所示，電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這個關(guān)系，電阻值每提高一倍，信噪比可以提高3dB。在產(chǎn)生的電壓過大或功耗過高之前，此趨勢一直是正確的。

02所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加，帶寬可以在最后計(jì)算時加以考慮

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度(nV/√Hz)加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計(jì)算各噪聲源的rms噪聲，可以節(jié)省時間，但這種簡化僅適用于各噪聲源看到的帶寬相同的情況。如果各噪聲源看到的帶寬不同，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。圖1顯示了過采樣系統(tǒng)中的情況。從噪聲頻譜密度看，系統(tǒng)總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬，各級貢獻(xiàn)的rms噪聲其實(shí)非常相近。

圖1.使用rms噪聲而不是頻譜密度進(jìn)行噪聲計(jì)算的理由

03手工計(jì)算時必須包括每一個噪聲源

設(shè)計(jì)時有人可能忍不住要考慮每一個噪聲源，但設(shè)計(jì)工程師的時間是寶貴的，這樣做在大型設(shè)計(jì)中會非常耗時。全面的噪聲計(jì)算最好留給仿真軟件去做。不過，設(shè)計(jì)人員如何簡化設(shè)計(jì)過程需要的手工噪聲計(jì)算呢？答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點(diǎn)的噪聲源）的1/5erms值，其對總噪聲的貢獻(xiàn)將小于2%，可以合理地予以忽略。設(shè)計(jì)人員常會爭論應(yīng)當(dāng)把該閾值選在哪里，但無論是1/3、1/5還是1/10（分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設(shè)計(jì)達(dá)到足以進(jìn)行全面仿真或計(jì)算的程度之前，沒必要擔(dān)心低于該閾值的較小噪聲源。

04應(yīng)挑選噪聲為ADC1/10的ADC驅(qū)動器

模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)數(shù)據(jù)手冊可能建議利用噪聲為ADC1/10左右的低噪聲ADC驅(qū)動放大器來驅(qū)動模擬輸入。但是，這并非總是最佳選擇。在一個系統(tǒng)中，從系統(tǒng)角度權(quán)衡ADC驅(qū)動器噪聲常常是值得的。

首先，如果系統(tǒng)中ADC驅(qū)動器之前的噪聲源遠(yuǎn)大于ADC驅(qū)動器噪聲，那么選擇超低噪聲ADC驅(qū)動器不會給系統(tǒng)帶來任何好處。換言之，ADC驅(qū)動器應(yīng)與系統(tǒng)其余部分相稱。

其次，即使在只有一個ADC和一個驅(qū)動放大器的簡單情況下，權(quán)衡噪聲并確定其對系統(tǒng)的影響仍是有利的。通過具體數(shù)值可以更清楚地了解其中的理由?？紤]一個系統(tǒng)采用16位ADC，其SNR值相當(dāng)于100μVrms噪聲，用作ADC驅(qū)動器的放大器具有10μVrms噪聲。按和方根加總這些噪聲源，得到總噪聲為100.5μVrms，非常接近ADC單獨(dú)的噪聲?？梢钥紤]下面兩個讓放大器和ADC更為平衡的方案，以及它們對系統(tǒng)性能的影響。如果用類似的18位ADC代替16位ADC，前者的額定SNR相當(dāng)于40μVrms噪聲，則總噪聲變?yōu)?1μVrms?；蛘撸绻Ａ?6位ADC，但用更低功耗的放大器代替上述驅(qū)動器，該放大器貢獻(xiàn)30μVrms噪聲，則總噪聲變?yōu)?04μVrms。就系統(tǒng)性能而言，以上兩種方案之一可能是比原始組合更好的選擇。關(guān)鍵是要權(quán)衡利弊以及其對系統(tǒng)整體的影響。

05直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，因?yàn)樵S多常用噪聲抑制技術(shù)，像低通濾波、均值和長時間積分等，對它都無效。然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻(xiàn)，因而不用計(jì)算1/f噪聲。為了弄清這種效應(yīng)，考慮一個放大器，其1/f噪聲轉(zhuǎn)折頻率fnc為10Hz，寬帶噪聲為10nV/√Hz。對于各種帶寬，計(jì)算10秒采集時間內(nèi)包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1/f噪聲的影響。當(dāng)帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導(dǎo)地位；當(dāng)帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道?，F(xiàn)代雙極性放大器可以具有比10Hz低很多的噪聲轉(zhuǎn)折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

表1.1/f噪聲影響與電路帶寬的關(guān)系示例

06因?yàn)?/f噪聲隨著頻率降低而提高，所以直流電路具有無限大噪聲

雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實(shí)情況是，如果認(rèn)為直流是工作在0Hz，那么實(shí)際上并不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低，趨近0Hz，周期會越來越長，趨近無限大。這意味著存在一個可以觀測的最低頻率，哪怕電路在理論上是直流響應(yīng)。該最低頻率取決于采集時長或孔徑時間，也就是觀測器件輸出的時長。如果一名工程師開啟器件并觀測輸出100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01Hz。

現(xiàn)在通過一個數(shù)值例子來展開說明，考慮一個DC至1kHz電路，連續(xù)監(jiān)控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01Hz至1kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計(jì)算為√12/5=1.55，或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續(xù)增加到1nHz（目前尚無測量證據(jù)）——也是如此。理論上，如果沒有明確定義孔徑時間，1/f噪聲可以計(jì)算到一個等于電路壽命倒數(shù)的頻率。實(shí)踐中，電路在如此長時間內(nèi)的偏差以老化效應(yīng)和長期漂移為主，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計(jì)算設(shè)定0.01Hz或1mHz之類的最低頻率，以使計(jì)算切合實(shí)際。

07噪聲等效帶寬會使噪聲倍增

噪聲等效帶寬(NEB)對噪聲計(jì)算是一個很有用的簡化。由于截止頻率以上的增益不是0，某些超出電路帶寬的噪聲會進(jìn)入電路中。NEB是計(jì)算的理想磚墻濾波器的截止頻率，它會放入與實(shí)際電路相同的噪聲量。NEB大于–3dB帶寬，已針對常用濾波器類型和階數(shù)進(jìn)行計(jì)算，例如：對于單極點(diǎn)低通濾波器，它是–3dB帶寬的1.57倍，寫成公式就是NEB1-pole=1.57×BW3dB。然而，關(guān)于應(yīng)把該乘法因數(shù)放在噪聲公式中的何處，似乎一直存在混淆。請記住，NEB調(diào)節(jié)的是帶寬，而非噪聲，因此應(yīng)在根號下面，如下式所示：

08電壓噪聲最低的放大器是最佳選擇

選擇運(yùn)算放大器時，電壓噪聲常常是設(shè)計(jì)人員唯一考慮的噪聲規(guī)格。其實(shí)電流噪聲同樣不能忽略。除非在有輸入偏置電流補(bǔ)償?shù)忍厥馇闆r下，電流噪聲通常是輸入偏置電流的散粒噪聲：in =√2× q × IB。電流噪聲通過源電阻轉(zhuǎn)換為電壓，因此，如果放大器輸入端前面有一個大電阻，那么電流噪聲對系統(tǒng)噪聲的貢獻(xiàn)可能大于電壓噪聲。電流噪聲會成為問題的典型情況是使用低噪聲運(yùn)算放大器且其輸入端串聯(lián)一個大電阻時。例如，考慮低噪聲運(yùn)算放大器ADA4898-11，其輸入端串聯(lián)一個10kΩ電阻。ADA4898-1的電壓噪聲為0.9nV/√Hz，10kΩ電阻的噪聲為12.8nV/√Hz，2.4pA/√Hz電流噪聲乘以10kΩ電阻等于24nV/√Hz這是系統(tǒng)中的最大噪聲源。在類似這種電流噪聲占主導(dǎo)地位的情況下，常常可以找到電流噪聲較低的器件，從而降低系統(tǒng)噪聲；對精密放大器尤其如此，不過高速FET輸入運(yùn)算放大器對高速電路也可能有幫助。例如，若不選擇ADA4898-1（從而得不到電壓噪聲低至0.9nV/√Hz的好處），可以選擇AD8033或ADA4817-1等JFET輸入放大器。

09在第一級提供大部分增益可實(shí)現(xiàn)最佳噪聲性能

為了實(shí)現(xiàn)更好的噪聲性能，建議在第一級提供增益，這是對的，因?yàn)?a target="_blank">信號會比隨后各級的噪聲要大。然而，這樣做的缺點(diǎn)是會削弱系統(tǒng)能夠支持的最大信號。某些情況下，與其在第一級提供很大一部分增益（雖然這樣可以提高測量靈敏度，但會限制動態(tài)范圍），不如限制第一級提供的增益，并用高分辨率進(jìn)行數(shù)字化處理，使靈敏度和動態(tài)范圍都達(dá)到最大。

10給定阻值時，所有類型電阻的噪聲相同

電阻的約翰遜噪聲非常重要，以至于我們需要一個簡單的公式來計(jì)算某一電阻在某一溫度下的噪聲。然而，約翰遜噪聲是電阻中可以觀測到的最小噪聲，而且并非所有類型的電阻都有同等噪聲。還有過量噪聲，它是電阻中1/f噪聲的來源之一，與電阻類型密切相關(guān)。過量噪聲（有時候也誤稱為電流噪聲）與電流在非連續(xù)介質(zhì)中流動的方式有關(guān)。它被規(guī)定為噪聲指數(shù)(NI)，單位為dB，以每十倍頻程1μVrms/Vdc為基準(zhǔn)。這意味著：如果一個0dBNI的電阻上有1Vdc電壓，則給定十倍頻程時的過量噪聲為1μVrms。碳和厚膜電阻的NI最高，可能高達(dá)+10dB左右，在信號路徑的噪聲敏感部分中最好避免使用。薄膜電阻一般要好得多，約為–20dB；金屬箔和繞線電阻可以低于–40dB。

11給定足夠長的采集時間，均值法可將噪聲降至無限小

一般認(rèn)為均值法可將噪聲降低均值數(shù)的平方根倍。這在一定條件下是成立的，即NSD必須保持平坦。然而，在1/f范圍內(nèi)和其他幾種情況下，這種關(guān)系不成立?？紤]在一個以恒定頻率fs采樣的系統(tǒng)中使用均值法，對n個樣本求均值并進(jìn)行1/n抽取，返回m個抽取樣本。取n個平均值會將抽取后的有效采樣速率變?yōu)閒s/n，系統(tǒng)看到的有效最大頻率降低n倍，白噪聲降低√n倍。然而，獲得m個樣本的時間也會延長n倍，因此系統(tǒng)可以看到的最低頻率也會降低n倍（記住，沒有0Hz這種事）。取的均值數(shù)越多，頻段上的這些最大和最小頻率就越往下移。一旦最大和最小頻率均在1/f范圍內(nèi)，總噪聲便僅取決于這些頻率之比，再提高均值數(shù)對降低噪聲沒有進(jìn)一步的好處。同樣的道理也適用于多斜率等積分ADC的長積分時間。除了數(shù)學(xué)上的限制以外，還存在其他實(shí)際限制。例如，若量化噪聲是主要噪聲源，使得直流輸入電壓下的ADC輸出為一個無閃爍的恒定碼，則任何數(shù)量的均值都會返回同一個碼。