STM32家族中的所有芯片都內(nèi)置了逐次逼近寄存器型ADC模塊.內(nèi)部大致框架如下:
每次ADC轉(zhuǎn)換先進(jìn)行采樣保持,然后分多步執(zhí)行比較輸出,步數(shù)等于ADC的位數(shù),每個ADC時鐘產(chǎn)生一個數(shù)據(jù)位。說到這里,用過STM32 ADC的人是不是想到了參考手冊中關(guān)于12位ADC轉(zhuǎn)換時間的公式:
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ST官方就如何保障或改善ADC精度寫了一篇應(yīng)用筆記AN2834。該應(yīng)用筆記旨在幫助用戶了解ADC誤差的產(chǎn)生以及如何提高ADC的精度。主要介紹了與ADC設(shè)計(jì)的相關(guān)內(nèi)容,比如外部硬件設(shè)計(jì)參數(shù),不同類型的ADC誤差來源分析等,并提出了一些如何減小誤差的設(shè)計(jì)上建議。
當(dāng)我們在做STM32的ADC應(yīng)用遇到轉(zhuǎn)換結(jié)果不如意時,常有人提醒或建議你對采樣時間或外部采樣電路做調(diào)整。這里調(diào)整的最終目的就是讓信號進(jìn)入ADC模塊的充電時間與內(nèi)部采樣時間匹配,保證采得的電壓盡量真實(shí),最終得到符合精度要求的轉(zhuǎn)換結(jié)果。下面就聊聊相關(guān)話題。
一、模擬信號源阻抗的影響
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在做ADC操作時,在信號源與ADC引腳之間,或者說在串行電阻RAIN與ADC引腳AIN之間總有電流流過,自然會產(chǎn)生壓降。內(nèi)部采樣電容CADC的充電由阻容網(wǎng)絡(luò)中的開關(guān)和RADC控制。
顯然,對CADC有效的充電由【RADC +RAIN】控制,充電時間常數(shù)是tc = (RADC + RAIN) ×CADC。不難理解如果采樣時間小于CADC通過RADC +RAIN充電的時間,即ts < tc,則ADC轉(zhuǎn)換得到的數(shù)值會小于實(shí)際數(shù)值。
可以看出,隨著電阻(RADC+RAIN)的增加,對保持電容的充電時間也需要相應(yīng)增加。對于STM32而言,RADC是內(nèi)部的采樣開關(guān)電阻,阻值相對固定,具體數(shù)值在芯片的數(shù)據(jù)手冊里有給出。所以,這里真正可能變動的電阻就是信號源電阻RAIN了,它的變化影響充電常數(shù),進(jìn)而影響到芯片內(nèi)部采樣時間的選擇。
注:tc是電容CADC充電完全的時間,此時Vc = VAIN(最大1/2LSB 誤差)
Vc:采樣電容CADC上的電壓?
tc = (RADC + RAIN) × CADC 【CADC的值也是相對固定的】
二、信號源的容抗與PCB分布電容的對ADC的影響
做ADC時,除了考慮信號源端的電阻外,還需要考慮信號源本身容抗和在模擬輸入端的分布電容(參見下圖)。信號源的電阻和電容構(gòu)成一個阻容網(wǎng)絡(luò),如果外部的電容(CAIN +Cp)沒能完全充電至輸入信號電壓,ADC轉(zhuǎn)換的結(jié)果顯然是不準(zhǔn)確的。(CAIN + Cp)的值越大,信號源的頻率也就越受限制。(信號源上的外部電容和分布電容分別用CAIN和Cp表示。)
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當(dāng)外部電路的電容沒有被模擬信號源完全充電的情況下,模擬輸入信號電壓與模擬輸入腳的電壓VAIN就不相同。如果模擬輸入信號產(chǎn)生變化,它的變化頻率(FAIN)的周期至少應(yīng)該滿足10RC原理,即10 × RAIN × (CAIN +Cp)。
TAIN = 模擬信號的周期 =1/FAIN
因?yàn)椋篢AIN ≥ 10 x RAIN x (CAIN + CP)
因此:FAIN ≤ 1 / [10 x RAIN x (CAIN+ CP)]
假如:RAIN = 25kΩ,CAIN = 7pF,CP = 3pF,則:
FAINmax = 1 / [10 x 25x103 x (7 +3)x10-12]
即信號源的最高頻率FAIN(max)= 400kHz。
對于上述給出的信號源特性(容抗與阻抗),它的頻率不能超過400kHz,否則ADC的轉(zhuǎn)換結(jié)果將是不準(zhǔn)確的。
三、模擬信號源的阻抗估算
上面聊了信號源阻抗和AD輸入端的電容對ADC的影響,在這個基礎(chǔ)上來看下最大允許信號源阻抗的估算。假定最大允許的誤差是1/2 LSB。
參照上面的圖9中的描述,假定此時輸入端不存在輸入信號充電不充分的情況。
這樣得到誤差 = VAIN – Vc ?【Vc為內(nèi)部采樣電容CADC上的電壓】
這里tS是采樣時間。?
tS = TS / fADC,其中TS是以ADC時鐘周期為單位的采樣時鐘個數(shù) 。
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