采用Σ-Δ ADC，你可以自由選擇sinc濾波器延遲或輸出數(shù)據(jù)保真度。抽取率較高時(shí)，延遲較長(zhǎng)，但信號(hào)質(zhì)量較高；抽取率較低時(shí)則相反。這種靈活性對(duì)于電機(jī)控制算法設(shè)計(jì)十分有利。通常，算法的某些部分對(duì)延遲敏感，而對(duì)反饋精度較不敏感。其它部分適合在較低動(dòng)態(tài)特性和較高精度下工作，但對(duì)延遲較不敏感。 舉個(gè)例子，考慮圖1 (a)所示的常規(guī)比例積分控制器(PI)。 P部分和 I 部分采用相同的反饋信號(hào)工作，意味著該信號(hào)的動(dòng)態(tài)特性必須適合兩種控制路徑。不過(guò)，P路徑和I路徑可以分離，如圖1 (b)所示。由此還可以再前進(jìn)一小步，圖1 (c)顯示P路徑和I路徑分離，并且采用具有不同動(dòng)態(tài)特性的反饋信號(hào)工作。 圖1. PI控制器方案 *(a)常規(guī)方案 *(b) P路徑和I路徑分離 *(c) P路徑和I路徑分離且反饋分離 P部分的任務(wù)是抑制快速負(fù)載變化和快速速度變化，但精度不是主要考慮。換言之，低抽取率和短延遲的sinc濾波器對(duì)P部分有利。I部分的任務(wù)是確保穩(wěn)態(tài)性能穩(wěn)定且精確，它要求高精度。因此，高抽取率和較長(zhǎng)延遲的sinc濾波器對(duì)I部分有利。這就產(chǎn)生了圖2所示的實(shí)現(xiàn)方案。 圖2. 雙sinc濾波器和分離的電流控制器 P 路徑和 I 路徑 電機(jī)相電流由一個(gè)傳感器(分流電阻)測(cè)量，并流經(jīng)一個(gè)抗混疊濾波器，供應(yīng)給Σ-Δ ADC。然后，1位數(shù)據(jù)流輸入兩個(gè)sinc濾波器，一個(gè)針對(duì)P控制器調(diào)諧，另一個(gè)針對(duì)I控制器調(diào)諧。 為了評(píng)估電流反饋分為兩條路徑的影響，我們對(duì)該閉環(huán)執(zhí)行了穩(wěn)定性分析。對(duì)于傳統(tǒng)的Z域分析，sinc濾波器會(huì)帶來(lái)問(wèn)題。它會(huì)引入一個(gè)延遲，對(duì)于任何實(shí)際抽取率，該延遲小于一個(gè)采樣周期。例如，若系統(tǒng)以fsw = 10 kHz的速率運(yùn)行，濾波器延遲將短于100 μs。從控制環(huán)路方面看，sinc模塊是一個(gè)小數(shù)延遲濾波器。為了模擬小數(shù)延遲，將sinc濾波器近似看作一個(gè)全通濾波器。在最高為奈奎斯特頻率一半的較低頻率時(shí)，該近似處理是精確的，但在更高的頻率，其與理想濾波器有一些偏差。然而，這里的目的是了解雙反饋如何影響環(huán)路穩(wěn)定性，就此而言，該近似是合適的。 作為對(duì)比，圖3(a)顯示了反饋路徑(無(wú)雙反饋)中僅使用一個(gè)sinc濾波器時(shí)的閉環(huán)幅度響應(yīng)。開關(guān)頻率fsw為10 kHz，奈奎斯特頻率設(shè)置為5 kHz。在這些系統(tǒng)參數(shù)下，對(duì)于0 μs至80 μs的sinc濾波器群延遲，繪制閉環(huán)響應(yīng)曲線。注意，群延遲與抽取率直接相關(guān)。同預(yù)期一樣，低抽取率和群延遲對(duì)閉環(huán)穩(wěn)定性的影響很小，但隨著延遲增加，系統(tǒng)阻尼變得越來(lái)越小。 圖3. 雙反饋對(duì)電流控制性能的影響，(a) sinc濾波器為P控制器和I控制器共用，(b) P控制器和I控制器分別使用單獨(dú)的sinc濾波器 現(xiàn)在將反饋分離，使P控制器和I控制器具有單獨(dú)的路徑，便可獲得圖3 (b)。這種情況下，用于P控制器的sinc濾波器抽取率是固定值，使得群延遲為10 μs。僅I控制器的抽取率發(fā)生變化。 從圖3 (b)可看出，提高I控制器的延遲對(duì)閉環(huán)穩(wěn)定性的影響非常小。如上所述，可利用這些特性來(lái)提高環(huán)路的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。 本文中，使用分離反饋的算法為PI控制器。不過(guò)，這只是一個(gè)例子，大多數(shù)控制系統(tǒng)都有多個(gè)算法，根據(jù)動(dòng)態(tài)和精度要求調(diào)諧反饋對(duì)這些算法是有利的。磁通觀測(cè)器、前饋控制器和PID控制器的差分部分就是一些例子。 來(lái)源：亞德諾半導(dǎo)體 (mbbeetchina)